直流电逆变器 单向逆变器设计(5篇)

每个人都曾试图在平淡的学习、工作和生活中写一篇文章。写作是培养人的观察、联想、想象、思维和记忆的重要手段。写范文的时候需要注意什么呢？有哪些格式需要注意呢？下面是小编为大家收集的优秀范文，供大家参考借鉴，希望可以帮助到有需要的朋友。

直流电逆变器 单向逆变器设计篇一

2、孤岛效应

孤岛现象是指当电网由于电气故障或自然因素等原因中断供电时，光伏并网发电系统仍然向周围的负载供电，从而形成一个电力公司无法控制的自给供电孤岛，容易造成设备损坏和人员伤亡。

3、主动孤岛效应检测

原理：在控制变量：电流幅值、频率或相位中加入了适当的扰动量，同时检测逆变器的输出情况。当电网正常工作时,由于电网的平衡作用, 扰动信号不足以改变并网逆变器的输出特性；当电网故障或者掉电时，由于扰动信号的反馈作用，并网逆变器的输出特性就会快速累积并且超出允许范围,从而实现了快速检测。

优点：精度高，检测盲区小等。

缺点：当局部电网存在多个分布式能源系统时，主动检测效果下降。有功功率扰动法：

就是周期性的改变并网逆变器输出电流值的大小，同时检测逆变器公共连接点a点的电压大小变化情况。在电网正常工作的情况下，电流的扰动不会改变电网电压的波动

当孤岛发生时逆变器检测到的逆变器输出电压将会发生大的变动，从而可以判断孤岛的发生。优点：实现简单，另外不会增大并网电流的谐波失真值的优点 缺点：对于大功率集中型并网装置而言，人为的改变有功功率的输出会对局部电网产生不可小视的冲击。当孤岛中同时存在多个光伏并网系统供电时，难以做到对多个并网系统功率的同步干扰。

主动频率扰动法（active frequency drift：afd）：

对并网输出电流的频率施加一个扰动信号，使得并网电流的频率发生变化。

当电网正常工作时,由于电网的平衡作用, 扰动信号不足以改变逆变器输出电流的频率 当电网故障或者掉电时，由于扰动信号的反馈作用，逆变器输出电流的频率就会快速累积并且超出允许范围,从而实现了快速检测。这种方法由于人为加入扰动信号会影响并网逆变器输出电流的质量。对于rlc负载存在检测盲区 滑模频率偏移法 ：

该方法与主动频率扰动法的工作原理类似，两者主要区别在于afd法对频率引入了扰动，而滑模频率偏移法是对逆变器输出电压的相角进行扰动。

4、被动孤岛效应检测

原理：被动式检测方法是利用电网发生断电时逆变器的输出电压幅值、相位、频率或谐波的改变来直接甄别系统是否发生孤岛状况的。优点：检测方法简单，对系统运行无干扰等。缺点：当光伏系统输出功率与负载功率平衡时，被动式检测方法将失去孤岛效应检测能力，因此存在较大的非检测区域(non-detection zone，ndz)。电压、频率检测

原理：当并网逆变器输出功率(有功功率、无功功率)与负载需求功率不匹配，电压或频率将产生变化，一旦超出正常范围，保护电路使并网逆变器停止运行。

相位检测

原理：电网出现故障时，光伏发电系统所带的负载阻抗会发生变化，导致电网故障前后逆变器输出电压和输出电流之间相位发生明显变化，系统可以根据相位的变化情况来判断电网是否出现故障。电压谐波检测

原理：当系统与电网断开时，其输出电流在经过变压器等非线性设备时将会产生大量的谐波，监测线路电压的谐波量，当发现谐波量突然增加时，就可以认为发生了孤岛现象。

5、mppt mppt控制器的全称“最大功率点跟踪”（maximum power point tracking）太阳能控制器。mppt控制器能够实时侦测太阳能板的发电电压，并追踪最高电压电流值(vi)，使系统以最大功率输出对蓄电池充电。应用于太阳能光伏系统中，协调太阳能电池板、蓄电池、负载的工作，是光伏系统的大脑。光伏电池的输出功率与mppt控制器的工作电压有关，只有工作在最合适的电压下，它的输出功率才会有个唯一的最大值。日照强度为1000w/㎡，u=24v,i=1a；u=30v,i=0.9a；u=36v,i=0.7a；可见30的电压下输出功率最大。

6、锁相环(phase locked loop)，就是锁定相位的环路。学过自动控制原理的人都知道，这是一种典型的反馈控制电路，利用外部输入的参考信号控制环路内部振荡信号的频率和相位，实现输出信号频率对输入信号频率的自动跟踪，一般用于闭环跟踪电路。是无线电发射中使频率较为稳定的一种方法，主要有vco（压控振荡器）和pll ic（锁相环集成电路）,压控振荡器给出一个信号,一部分作为输出，另一部分通过分频与pll ic所产生的本振信号作相位比较，为了保持频率不变，就要求相位差不发生改变，如果有相位差的变化，则pll ic的电压输出端的电压发生变化，去控制vco,直到相位差恢复，达到锁相的目的。能使受控振荡器的频率和相位均与输入信号保持确定关系的闭环电子电路。

电路

the boost converter，或者叫step-up converter是一种开关直流升压电路，它可以使输出电压比输入电压高。

8、脉冲宽度调制

pulse width modulation

pwm是一种对模拟信号电平进行数字编码的方法。通过高分辨率计数器的使用，方波的占空比被调制用来对一个具体模拟信号的电平进行编码。pwm信号仍然是数字的，因为在给定的任何时刻，满幅值的直流供电要么完全有(on)，要么完全无(off)。电压或电流源是以一种通(on)或断(off)的重复脉冲序列被加到模拟负载上去的。通的时候即是直流供电被加到负载上的时候，断的时候即是供电被断开的时候。只要带宽足够，任何模拟值都可以使用pwm进行编码。

9、ipm器件

ipm（intelligent power module）,即智能功率模块，不仅把功率开关器件和驱动电路集成在一起。而且还内藏有过电压，过电流和过热等故障检测电路，并可将检测信号送到cpu。它由高速低功耗的管芯和优化的门极驱动电路以及快速保护电路构成。即使发生负载事故或使用不当，也可以保证ipm自身不受损坏。ipm一般使用igbt作为功率开关元件，内藏电流传感器及驱动电路的集成结构。ipm以其高可靠性，使用方便赢得越来越大的市场，尤其适合于驱动电机的变频器和各种逆变电源，是变频调速，冶金机械，电力牵引，伺服驱动，变频家电的一种非常理想的电力电子器件。功率因数：

电压与电流之间的相位差(φ)的余弦叫做功率因数

直流电逆变器 单向逆变器设计篇二

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3kva三相逆变器设计 概述

现代工业、交通运输、军事装备、尖端科学的进步以及人类生活质量和生存环境的改善，都依赖于高品质的电能，据统计70%的电能都是经过变换后才使用，而随着科技的发展，需要变换的比例将会进一步提高。电力电子技术为电力工业的发展和电力应用的改善提供了先进技术，它的核心是电能形式的变换和控制，并通过电力电子装置实现其应用。电力电子装置是以满足用电要求为目标，以电力半导体器件为核心，通过合理的电路拓扑和控制方式，采用相关的应用技术对电能实现变换和控制的装置。逆变器和直流斩波电路是应用很广的一种电力电子装置或技术。

直流斩波电路（dc chopper）的功能是将直流电变为另一种固定的或可调的直流电，也称为直流-直流变换器（dc/dc converter）直流斩波电路（dc chopper）一般是指直接将直流变成直流的情况，不包括直流-交流-直流的情况；直流斩波电路的种类很多，包括6种基本斩波电路：降压斩波电路，升压斩波电路，升降压斩波电路，cuk斩波电路，sepic斩波电路，zeta斩波电路，前两种是最基本电路。

逆变器也称逆变电源，是将直流电能转变成交流电能的变流装置，是太阳能、风力发电中的一个重要部件。随着微电子技术与电力电子技术的迅速发展，逆变技术也从通过直流电动机—交流发电机的旋转方式，发展到晶闸管逆变技术，而今的逆变技术多采用了mosfet、igbt、gto、igct、mct 等多种先进且易于控制的功率器件，控制电路也从模 拟集成电路发展到单片机控制甚至采用数字信号处理器（dsp）控制。各种现代控制理论如自适应控制、自学习控制、模糊逻辑控制、神经网络控制等先进控制理论和算法也大量应用于逆变领域。其应用领域也达到了前所未有的广阔，从毫瓦级的液晶背光板逆变电路到百兆瓦级的高压直流输电换流站；从日常生活的变频空调、变频冰箱到航空领域的机载设备；从使用常规化石能源的火力发电设备到使用可再生能源发电的太阳能风力发电设备，都少不了逆变电源。毋庸置疑，随着计算机技术和各种新型功率器件的发展，逆变装置也将向着体积更小、效率更高、性能指标更优越的方向发展。

pwm控制技术就是对脉冲的宽度进行调制的技术，即通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效的获得所需要的波形（含形状和幅值）；面积等效原理是 pwm技术的重要基础理论。一种典型的pwm控制波形spwm脉冲的宽度按正弦规律变化而和正弦波等效

武汉理工大学《能力拓展训练》说明书 的pwm波形称为spwm波。spwm法是一种比较成熟的也是目前使用较广泛的pwm法。在采样控制理论中有一个重要结论：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。spwm 法就是以该结论为理论基础，用脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的 pwm 波形即spwm波形控制逆变电路中开关器件的通断，使其输出的脉冲电压的面积与所希望输出的正弦波在相应区间内的面积相等，通过改变调制波的频率和幅值则可调节逆变电 路输出电压的频率和幅值。

本文通过详细讲述每个部分的工作原理、元件选择、电路构造和参数选择，设计出三相逆变器所需的升压电路、主电路、反馈与控制电路、pwm生成电路、触发电路和滤波电路，完整的阐述了一个三相逆变器的设计方法和过程。

武汉理工大学《能力拓展训练》说明书 方案论证

2.1 设计任务与要求

条件：输入直流电压：110v。要求完成的主要任务:

设计容量为3kva的三相逆变器，要求达到： 1）输出380v，频率50hz三相交流电 2）完成总电路设计

3）完成电路中各元件的参数计算

2.2 设计任务分析

由于输入直流电压只有110v，而输出交流电压要求有效值为380v，所以必须通过升压电路将直流电压升到到一定值才能作为逆变器的输入电压。逆变器的核心是半导体开关器件，不同拓扑的逆变电路有不同的优缺点和应用领域。半导体开关器件需要触发信号才能导通，要使逆变器输出正弦波形，则需要特殊的触发电路对开关器件进行调制。逆变器输出带有高次谐波，需要滤波电路对谐波进行。在进行仿真前，需对上述电路模块进行比较论证和选择。

2.3各模块方案选择

2.3.1 升压电路选择

1）方案1：采用变压器直接对直流电压进行升压。

2）方案2：采用boost直流斩波升压电路通过改变占空比对直流电压进行调节升压。

考虑到实际变压器变比不可调或者调节范围很小，不利于逆变器输出的调节，而boost电路通过调节开关器件的导通占空比可以灵活方便的调节输出电压的大小，从实际出发和从方便性出发，最终选择了boost电路作为升压电路。

2.3.2 逆变电路选择

逆变器按照输出的相数分，有单相、三相两种；按电路拓扑分，有半桥式、全桥式和推挽式。鉴于全桥结构的控制方式比较灵活，所以选择三相全桥电路作为逆变器主电路。

2.3.3逆变器触发电路选择

目前，逆变器广泛采用pwm脉宽调制技术实现对输出电压的控制。pwm技术主要体现在两个方面，一是控制策略，二是实现的手段。调制方式主要有直流脉宽调制和正弦波脉宽调制两种方式。直流脉宽输出的是方波，波形畸变严重，所以不适合；正弦波脉宽

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调制输出波形只含高次谐波，可以大大减小滤波器的体积。所以最终选择正弦波脉宽调制，即spwm技术。

2.3.4滤波电路选择

由于设计任务对波形畸变率没有特殊的要求，可以采用最普通的lc滤波电路作为逆变输出的滤波电路。

2.3.5总电路的控制方式

为了使输出电压波形稳定且可调，采用闭环控制方式，检查输出电压反馈到输入作为比较控制。

武汉理工大学《能力拓展训练》说明书 电路原理及设计

3.1 升压斩波电路

升压斩波电路如下图3.1所示。假设l值、c值很大，v通时，e向l充电，充电电流恒为i1，同时c的电压向负载供电，因c值很大，输出电压uo为恒值，记为uo。设v通的时间为ton，此阶段l上积蓄的能量为ei1ton。v断时，e和l共同向c充电并向负载r供电。设v断的时间为toff，则此期间电感l释放能量为(u0e)i1toff，稳态时，一个周期t中l积蓄能量与释放能量相等，即

ei1ton(u0e)i1tof f

化简得

u0ttoffe

输出电压高于电源电压，故称升压斩波电路，也称之为boost变换器。

t与toff的比值为升压比，将升压比的倒数记作β，则

1

故

u011ae

升压斩波电路能使输出电压高于电源电压的原因 ：l储能之后具有使电压泵升的作用，并且电容c可将输出电压保持住。

图3.1 升压斩波电路原理图

3.2 主电路原理图

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逆变电源采用图3.2所示主电路。首先采用升压斩波电路将110kv直流电压升高到400kv，因为对输出波形的要求不是很高，与负载并联的电容c取很大就可以达到滤波的目的。开关管t1~t6是igbt，构成三相逆变桥。关断缓冲由电阻r、电容c和二极管d并联网络组成；c0折算到变压器tm的原边后与l2一起构成交流输出滤波电路；变压器用作电路隔离和升压。

图3.2三相逆变器主电路原理图

3.3 spwm控制系统

图3.3 三相spwm控制系统框图

三相脉冲形成可采用上述介绍的spwm控制方法，控制系统框图如3.2所示。下面介绍spwm生成的各电路部分。

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3.3.1数字分频电路

图2-3是数字分频电路，y是石英晶体振荡器，它有稳定的震荡频率，频率稳定度可以达到万分之一。该电路选用震荡频率1.8432mhz的晶振，它和r1、c1、c2组成频率信号产生的电路，得到1.8432mhz频率信号，再经过数字电路cd4017、cd4040处理，输出两路频率信号。cd4017是十进制计数器，第7脚的q3计数端引至第15脚的复位端可以实现3分频。cd4040是串行二进制计数器，9脚q1可以得到2分频，2脚的q6可以得到2的6次方既64分频。1.8432mhz的频率，分频后三角波频率为9.6khz，标准正弦的扫描频率为102.3khz。

图3.4 数字分频电路

3.3.2 标准正弦波形成电路

标准正弦波的长生是利用数字电路实现的，电路原理如图3.5所示。

在eprom中存放的数据（十六进制）是这样得到的；将一个周期的单位正弦波分成n等份，每一点的数据在计算机上事先离散计算好在存放进去。由于写入的数据只能是正值，单位正弦波是和图中uref的波形一致，幅值为1的正弦波。本例中将一个周期的正弦波分成n=2048份。

正弦扫描频率引入数字电路cd4040，cd4040的输出是一组地址扫描信号送到eprom的地址线上，eprom2732中存放的数据便依次送到d/a转换器dac0832，dac0832将

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这些数据转换成断续的模拟信号，经过一个小电容c1（0.1uf以内）滤波，得到连续模拟信号uref，峰峰值由io1端引入的给定电压uc决定，电路中uc来自调节器的输出。经运放lf365处理，可以获得正负对称、幅值为uc的标准正弦波sine。

图3.5 标准正弦波形成电路

要产生的标准正弦波的频率f1=50hz，那么扫描频率应该为：fhf1n502048hz102.4kh，和前面分频电路得到的频率一致。正弦波的频率由z

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稳定度相当高的晶振分频得到，故正弦波的波形畸变率很低；正弦波的幅值受控于给定电压。因此，该电路是一个高精度的正弦发生器。

上述电路具有通用性，对一个已经写好数据的eprom，若改变正弦扫描频率，可以改变标准正弦波频率；若改变eprom中的数据，可实现不同的pwm调制策略，如梯形波调制，注入特定次谐波；若再增加两套电路，在3个eprom中存放相位互差120°的数据，就可实现三相spwm控制。

3.3.3三角波形成电路

分频电路提供了三角波频率信号，即为9.6khz的脉冲信号，应用隔直、比例和积分电路即可得到幅值适当，正负对称的三角波，其频率为9.6khz。

3.3.4 spwm形成电路

本装置spwm形成电路如图3.6所示，正弦波信号sine和三角载波信号tr来自前级电路；tl084是运算放大器，一tr由它接成的反向器得到。电路中大量使用了芯片lm311，它是dip8封装的快速电压比较器，不仅可以作为比较器，还可以利用他的特点做脉冲封锁。下面介绍它的应用：8脚、4脚分别接芯片电源的正、负端；2脚、3脚分别是同向、反向输入；1脚是低电平设定（可接电源负或地），它的电压值决定了lm311输出的低电平值；7脚为输出端，逻辑判断为“高电平”时，集电极开路（oc门特性），因此，7脚必须有上拉电阻同正电源连接，否则，没有高电平输出，图中的r1、r2、r3、r4等都是上拉电阻；

5、6脚用来调节输入平衡（可不用），6脚还可以用作选通，如果lm311的6脚接低电平。其输出恒为高电平，这个特点往往用来设置脉冲封锁。

该系统设置pwm信号低电平有效，即pwm信号为低电平时，驱动电路产生驱动脉冲，igbt导通。lock为保护电路输出的脉冲封锁信号；在电路出现故障时，lock的低电平送到后级各个lm311的6脚，使所有pwm为高电平封锁驱动脉冲。如果不利用lm311封锁驱动，也可以设置pwm高电平有效，取消后级的lm311。

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图3.6 spwm波形成电路

图3.6中r1~r4，c1~c4和rp还组成了死区形成电路，参数大小决定死区时间，rp可以调节死区大小；igbt的开关时间为2us左右，死区时间设为4us。

该装置采用了一种数模结合的spwm控制电路，其框图如图2所示，它由数字分频电路、三角波形成电路、调节器、标准正弦波控制电路及pwm形成电路等组成。系统的电压调节是为了稳定电压，电流调节是为了限制输出电流。电源的正弦输出畸变率小于5%，要求不是太高，逆变器的输出功率1kw也不大。因此，系统仅采用电压平均值闭环控制，稳定输出电压，对输出波形采用开环控制，即直接将幅值受控的标准正弦波和三角波比较。

在3片eprom内写入3个相差120°的正弦波数据，经过数模转换后，形成3个互差120°的正弦波。它们同一三角载波比较，便可得到三相spwm控制脉冲分别驱动3个桥臂。

3.4 驱动电路

igbt的驱动电路型号很多，ir21系列是国际整流器公司退出的高压驱动器，一片

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ir2013课直接驱动中小容量的6支场控开关管，并且只需要一路控制电源。ir2013是28引脚双列直插式集成电路，1、hin2、hin3为3个高侧输入端，lin1、lin2、lin3为3路低侧输入端，ho1、vs1、ho2、vs2、ho3、vs3为3路高侧输出端，lo1、lo2、lo3为3路低侧输出端，vss为电源地，vsd为驱动地，vb1、vb2、vb3为3路高侧电源端，falut为故障输出端，itrip为电流比较器输入端，cao为电流放大器输出端，ca为电流放大器反向输入端。

图3.7

ir2130结构及应用电路

采用ir2130作为驱动电路时，外围元件少，性价比明显提高。它的高压侧的3路驱动电源有ucc采用自举电路得到。3支快速二极管的阴极电位是浮动的，因此，它的反向耐压值必须大于主电路的母线电压 峰值。ir2130最大正向驱动电流 250ma，反向峰值驱动电流 500ma；内部设有过流、过呀、欠压、逻辑识别保护；它的浮动电压做大不超过400v。

3.5 控制器设计

当采用瞬时值内环反馈双环控制时，内环为瞬时值环，用来控制输出电压波形的正弦波，外环采用平均值控制，以保证电压的平均值与参考值一致。如果波形正弦度好，平均值和有效值一一对应关系。

平均值外环的pi调节器输出控制正弦波幅值，幅值乘以单位正弦波后的信号为内环给定，与输出电压瞬时值比较经内环pi调节器输出正弦波调制信号，与三角载波比较后产生的

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pwm信号经过驱动电路控制逆变器的开关器件。

图3.8瞬时值内环反馈双环控制

3.6辅助电源

在桥式逆变电路中，一个桥臂上下两管驱动电路的电源应各自独立，两个桥臂上的管无共地点下管可以共地。因此，驱动6管时，至少要有3路独立电源。采用单端反激式开关电源作为辅助电源提供3组20v电源和±12v电源。3组20v电源分别作为6个igbt的驱动模块电源，±12v电源给控制系统的芯片供电。只要有直流输入，辅助电源就供电，控制系统就具备控制和保护能力。

3.7总电路

由此得到电路图如3.9。

图3.9 总电路图

武汉理工大学《能力拓展训练》说明书 系统元件有关参数的计算

在电路中输入为110kv dc，输出为380v ac 50 hz，输出功率为p3000w，功率因数设为cos1。调节升压电路的占空比1eu011103800.71使输出为400v，调制比为1，求得逆变器输出的基波电压有效值为ub400/2282.84v。初步计算变压器的变压比为k380/4000.95。则电路各元件选取如下：

4.1 开关管和二极管的选择

(1)开关管的选择

最大输出情况下，电流有效值为

imaxpvcos300038017.895a

开关管额定电流ice

ice2imax27.89515.79a

开关管额定电压vcer

vcer2vm2380760v

(2)二极管的选择

额定电压vrr

vrrm380v

最大允许的均方根正向电流

ifrms2ifr1.57ifr

二极管的额定电流为

ifrimax1.577.8951.575.03a

4.2 l、c 滤波器的设计

输出滤波器的作用是减小输出电压中的谐波，并保证基波电压输出。因滤波电容和负

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载并联，它可以补偿感性电流，但是，滤波电容过大，反而会增加变压器的负担。因此，在设计滤波电路的时候，首先确定滤波电容的值。设计基本原则就是在额定负载时，使容性电流补偿一半的感性电流。

icpsin2u0cosicu030000.623800.82.96380250a2.96a

cf24.79f

取c=25f，选择500hz、500v的交流电容。开关管的工作频率取7.2khz 逆变桥输出电压除基波外，还含有高次谐波，最低次谐波为2p1次，而pfsf720050144，得到

f(22001)5019950hz

考虑到死区的影响，一般选取输出滤波器的谐振频率为最低谐振频率的1/5～1/10。取谐振频率为2khz,算出

l1c(1220001k)10.952124.7910261184.961060.256mh

折算到原边，l1()2l()0.2560.284mh

4.3 输出变压器选择

电源的输出功率为3kva，cos1，频率f50hz。根据变压器选择手册可选择sd40*80*220mm的50hz铁芯，查得变压器视在功率为3529va。本设计采用sd型铁芯，用冷轧取向硅钢薄板 dq151-35材料，占空系数kc0.92。求得磁芯截面积sckp/kc1.23529/0.9277.49cm，若选取最大磁密bm12000gs.1)副边绕组

逆变桥输出的spwm波经过电感滤波后还是有一定的高频分量，一般取br80%bm0.812000gs9600gs。根据

-8变

380v压器电压关系式u04.44fn2brsc4.4450n2960077.4910可求得n2230。取230匝。

2）原边绕组

逆变器输出的基波电压理想值为282.84v。两只开关管的压降为4v左右，开关频率

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fs7.2khz，死区设为td4s，则死区引起的最大电压损失为

ufstdub7.21041036282.848.12v

基波电流在滤波电感上的压降为

ul2fli12500.2841038.120.724v

漏感的阻抗压降一般为3%～5%的基波电压，按12v估算，则变压器的原边电压

u1(4008.120.72412)379.2v

变压器变比为ku2/u1380/379.21.00

n1n2/k229.5，取300匝。

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小结

很难想象最终还是把这个拓展训练做下来了，因为中间过程是多么曲折。当我刚拿到设计任务的时候，乍一眼看我还觉得题目比较简单，就是一个dc-ac转换电路，然后我脑海中立马浮现出课本上学的逆变电路图，简单的六只开关管接成桥式电路然后接负载。后来当我真正开始付之行动时才发现实际做起来要比理论分析难很多。

做任何事都要先有计划。首先，我解决的第一个问题是方案问题，根据输入输出电压的差别，我决定先用一个升压电路将直流电压进行升压处理后才输入到逆变器，而逆变器主电路则采用我们学的最多的三相桥式电路。

然后，我对各种模块电路进行了理论复习，记下每个电路需要哪些器件，以及各自的作用，在纸上画出了大概的模型图，以便设计时参考。

感觉这次拓展训练最难的地方是选择元件和计算参数，每个元件都有它的额定工作条件或范围，适当选择和使用才可以发挥出该原件最大的效益和作用，否则可能是电路工作不可靠或损坏元件。在计算变压器的型号、尺寸、铁芯材料、变比匝数时，花了很大气力。因为之前从来没学过这么细，很多内容相对比较陌生，只能对着书上的例子，再仔细浏览设计手册，一步一步的计算与选择。

此次三相pwm逆变器的设计中也存在一定的问题，发现了自己的很多不足之处，自己知识的很多漏洞，看到了自己的实践经验还是比较缺乏，理论联系实际的能力还需要提高。专业设计是培养学生综合应用所学知识、发现、提出、分析和解决实际问题锻炼实际能力的主要环节，是对学生实际工作能力的具体训练和考察过程，随着科学技术发展的日新日异，电子技术已经成为当今世界空前活跃的领域，在生活中可以说得是无处不在。因此作为大学生来说，掌握电子的开发技术是十分重要的。

回顾此次拓展训练，至今我仍感慨颇多，在过去的一个星期里，可以说是苦多于甜，但是可以学到很多的东西，同时不仅可以巩固了以前所学过的知识，而且学到了很多在书本上没有学到过的知识。在设计的过程中遇到问题，可以说是困难重重，难免会遇到各种各样的问题，比如有时候被一些小的、细的问题挡住看前进的步伐，让我总是为解决它而花费很长的时间，最后还要查阅其他的书籍才能找到解决的办法。

当然最关键的还是要靠自己亲自去领会思考如何解决问题，掌握独自面对问题分析问题的方法。不少人抱怨在大学学不到东西，我并不这样认为。我想无论是在学习还是在生

武汉理工大学《能力拓展训练》说明书

活上只有自己真正用心去学习和参与才可能有收获，这也算是本次三相pwm逆变器拓展训练给我知识之外的一点小小的感悟。总之本次拓展训练的收获确实很多，很珍惜这样的机会，因为可以锻炼自己提升自己。

这次的拓展训练终于顺利完成了，在设计中遇到了很多问题，最后在努力下终于迎刃而解。同时发现了还有很多工具及理论以后待学习。此次拓展训练培养了我严谨科学的思维，通过它架起理论与实际的桥梁。

武汉理工大学《能力拓展训练》说明书

参考文献

[1] 杨荫福.电力电子装置及系统.北京：清华大学出版社，2006 [2] 技术在电源中的应用.武汉：武汉大学出版社，2000 [3] 王兆安.电力电子技术.北京：机械工业出版社，2009 [4] 杨泽民.电力电子技术原理与应用.沈阳：东北工学院出版社，1999 [5] robert contorl systems analysis and design-using matlab and simulation[m].影印版.北京：清华大学出版社，2008

直流电逆变器 单向逆变器设计篇三

直流三相逆变器设计

1设计任务与要求

条件：输入直流电压：110v。要求完成的主要任务:（1）开关元器件的选择（2）各模块方案选择（3）各模块方案设计（4）总电路的设计（5）各模块的器件选型（6）参数计算

设计容量为3kva的三相逆变器，要求达到：（1）输出380v，频率50hz三相交流电（2）完成总电路设计

（3）完成电路中各元件的参数计算

1.1 设计任务分析

由于输入直流电压只有110v，而输出交流电压要求有效值为380v，所以必须通过升压电路将直流电压升到到一定值才能作为逆变器的输入电压。逆变器的核心是半导体开关器件，不同拓扑的逆变电路有不同的优缺点和应用领域。半导体开关器件需要触发信号才能导通，要使逆变器输出正弦波形，则需要特殊的触发电路对开关器件进行调制。逆变器输出带有高次谐波，需要滤波电路对谐波进行。在进行仿真前，需对上述电路模块进行比较论证和选择。

1.2 设计思路

首先，考虑输入直流电压为110v而输出380v、频率50hz三相交流电，要采用斩波电路升压到大于380以上，可以用直流斩波升压电路、直流斩波升降压电路等。其次要求由直流变为三相交流电，可采用电压型逆变电路、电流型逆变电路。逆变电路得到的是三相矩形波，再用pwm或者spwm开关采用规则采样法将矩形波变为三相波，最后用滤波器滤波得到最终的所要的三相电，设计流程图如图1.1所示

图1.1设计流程图

直流三相逆变器设计

2设计意义及原理

2.1 设计意义

逆变电源技术的核心部分是逆变器和其控制部分。逆变器是将直流变为定频定压或调频调压交流电的变换器，传统方法是利用晶闸管组成的方波逆变电路实现，但其含有较大成分低次谐波等缺点，由于电力电子技术的迅速发展，全控型快速半导体器件bjt，igbt，gto 等的发展和pwm 的控制技术的日趋完善，使spwm 逆变器得以迅速发展并广泛使用众所周知。

逆变器是将直流变为定频定压或调频调压交流电的变换器，传统方法是利用晶闸管组成的方波逆变电路实现，但由于其含有较大成分低次谐波等缺点，近十余年来，由于电力电子技术的迅速发展，全控型快速半导体器bjt，igbt，gto等的发展和pwm的控制技术的日趋完善，使spwm逆变器得以迅速发展并广泛使用。

pwm控制技术是利用半导体开关器件的导通与关断把直流电压变成电压脉冲列，并通过控制电压脉冲宽度和周期以达到变压目的或者控制电压脉冲宽度和脉冲列的周期以达到变压变频目的的一种控制技术，spwm 控制技术又有许多种，并且还在不断发展中，但从控制思想上可分为四类，即等脉宽pwm 法，正弦波pwm 法（spwm 法），磁链追踪型pwm 法和电流跟踪型pwm 法，其中利用spwm 控制技术做成的spwm 逆变器具有以下主要特点：

（1）逆变器同时实现调频调压，系统的动态响应不受中间直流环节滤波器参数的影响。

（2）可获得比常规六拍阶梯波更接近正弦波的输出电压波形，低次谐波减少，在电气传动中，可使传动系统转矩脉冲的大大减少，扩大调速范围，提高系统性能。

（3）组成变频器时，主电路只有一组可控的功率环节，简化了结构，由于采用不可控整流器，使电网功率因数接近于1，且与输出电压大小无关。

在后备式供电中，蓄电池作为一种非常重要的储能介质，在各个行业都得到了广泛的应用。由于单个电池的参数存在着差别，不能通过将蓄电池并联的方法来提高直流供电系统的容量，因此在电池的容量不能满足实际需求时，最直接的办法就是多个蓄电池串联共同提供能量。所串的蓄电池越多，蓄电池组能够提供的能量就越多，但输出端电压就越高，此时，逆变器输入直流电压的上限就直接决定了蓄电池组的容量 大小。

另外，高压变频器广泛的应用于轧钢、造纸、水泥制造、矿井提升、轮船推进器等传统工业的改造和高速列车、城市地铁轻轨、电动汽车中，其核心部分也

直流三相逆变器设计

是高压逆变器。

2.2 开关元器件的选择

igbt 主要是以m（模块）p(脉波)w(宽度)m(调变)方式制作，用主动元件 igbt模块设计，使本机容量可达300kva，以隔离变压器输入及输出，来增加整机稳定性，特别感性、容性级特殊负载，负载测试和寿命实验可靠性高。igbt优点：

高频mpwm设计，igbt功率推动，体积小、可靠性能高、噪音低。

效率达85%以上。

反应快速，对100%除载/加载，稳压反应时间在2ms以内。

超载能力强，瞬间电流能承受额定电流的300%。

波峰因素比（crest factor ratio）高于3：1。

具过压、过流、超温等多重保证级报警装置。

power mosfet全称功率场效应晶体管。它的三个极分别是源极（s）、漏极（d）和栅极（g）。主要优点：热稳定性好、安全工作区大。缺点：击穿电压低，工作电流小。

gtr（功率晶管）由于二次击穿和驱动功率大等缺点，目前被igbt和mosfet所代替。

igbt全称绝缘栅双极晶体管，是mosfet和gtr（功率晶管）相结合的产物。它的三个极分别是集电极(c）、发射极（e）和栅极(g）。特点：击穿电压可达1200v，集电极最大饱和电流已超过1500a。由igbt作为逆变器件的变频器的容量达250kva以上，工作频率可达20khz。

所以这里选择igbt作为此次设计的开关元件。

2.3逆变电路原理

逆变电路在电力电子电路中占很重要的地位，他可分为电压型逆变电路和电流型逆变电路，在实际生产生活中三相逆变应用较为广泛，其中电压型的直流侧通常是并一个电容器，而电流型通常是在直流侧串一个电感。

电压型逆变：直流侧为电压源，采用并联大电容器来缓冲无功功率，则构成电压型逆变器。电压型逆变电路输出电压波形为矩形波，输出电流波形近似正弦波。直流侧电压基本无脉动，直流回路呈现低阻抗；交流侧输出电压为矩形波；当交流侧为阻感负载时需要提供无功功率，直流侧电容起缓冲无功能量的作用等特点。

电压型逆变电路有以下主要特点：

(1）直流侧为电压源，或并联有大电容，相当于电压源。直流侧电压基本无脉动，直流回路呈现低阻抗。

直流三相逆变器设计

(2）由于支路电压源的箝位作用，交流侧输出电压波形位矩形波，并且与负载阻抗角无关。而交流侧输出电流波形和相位因负载阻抗情况的不同而不同。

(3)当交流侧为阻感负载时需要提供无功功率，直流侧电容起缓冲无功能量的作用。为了给交流侧向直流侧反馈的无功能量提供通道，逆变桥各臂都并联了反馈二极管。

图中vl—v6是逆变器的六个igbt开关器件，各由一个续流二极管反并联，整个逆变器由恒值直流电压供电。电路中的直流侧通常只有一个电容器就可以了，但为了方便分析，画作串联的两个电容器并标出假想中点。和单相半桥，全桥逆变电路相同，三相电压型桥式逆变电路的基本工作方式也是导电方式，即每个桥臂的导电角度为，同一相上、下桥臂交替导通。因为每次换流都是在上、下桥臂之间进行，因此也被称为纵向换流。

采用igbt作为开关器件的三相电压型桥式逆变电路如图2.1所示：

图2.1 三相电压型桥式逆变电路

直流三相逆变器设计 各模块方案选择

3.1 升压电路选择

方案1：采用变压器直接对直流电压进行升压。

方案2：采用boost直流斩波升压电路通过改变占空比对直流电压进行调节升压。

考虑到实际变压器变比不可调或者调节范围很小，不利于逆变器输出的调节，而boost电路通过调节开关器件的导通占空比可以灵活方便的调节输出电压的大小，从实际出发和从方便性出发，最终选择了boost电路作为升压电路。如图2.2升压斩波电路主电路图

图3.1升压斩波电路主电路图

3.2逆变电路选择

逆变器按照输出的相数分，有单相、三相两种；按电路拓扑分，有半桥式、全桥式和推挽式。鉴于全桥结构的控制方式比较灵活，所以选择三相全桥电路作为逆变器主电路。

3.3 逆变器触发电路选择

目前，逆变器广泛采用pwm脉宽调制技术实现对输出电压的控制。pwm技术主要体现在两个方面，一是控制策略，二是实现的手段。调制方式主要有直流脉宽调制和正弦波脉宽调制两种方式。直流脉宽输出的是方波，波形畸变严重，所以不适合；正弦波脉宽调制输出波形只含高次谐波，可以大大减小滤波器的体积。所以最终选择正弦波脉宽调制，即spwm技术。

3.4 滤波电路选择

由于设计任务对波形畸变率没有特殊的要求，可以采用最普通的lc滤波电路作为逆变输出的滤波电路。

3.5 保护电路选择

过压保护器件（ovp）用于保护后续电路免受甩负载或瞬间高压的破坏，常用的过压保护器件有压敏电阻、瞬态电压抑制器、静电抑制器和放电管等。过压保护

直流三相逆变器设计

器件选型应注意以下四个要点：

1）关断电压vrwm的选择。一般关断电压至少要比线路最高工作电压高10％ 2）箝位电压vc的选择。vc是指在esd冲击状态时通过tvs的电压，它必须小于被保护电路的能承受的最大瞬态电压 3）浪涌功率pppm的选择。不同功率，保护的时间不同，如600w（10/1000us）；300w（8/20us）4）极间电容的选择。被保护元器件的工作频率越高，要求tvs的电容要越小

过流保护器件主要有一次性熔断器、自恢复熔断器、熔断电阻和断路器等，其中，最重要的过流保护器件是熔断器，也叫保险丝。它一般串联在电路中，要求其电阻要小（功耗小），当电路正常工作时，它只相当于一根导线，能够长时间稳定的导通电路；由于电源或外部干扰而发生电流波动时，也应能承受一定范围的过载；只有当电路中出现较大的过载电流(故障或短路)时，熔断器才会动作，通过断开电流来保护电路的安全，以避免产品烧毁的危险。

在熔断器分断电路的过程中，由于电路电压的存在，在熔体断开的瞬间会发生电弧，高质量的熔断器应该尽量避免这种飞弧；在分断电路后，熔断器应能耐受加在两端的电路电压。熔断器受脉冲损伤会逐步降低承受脉冲的能力，选用时需要考虑必要的安全余量；这个安全余量是指熔断器的总熔断(动作)时间，它是预飞弧时间和飞弧时间之和。所以在选择的时候需要留意它的熔断特性和额定电流这个基本条件；另外安装时要考虑熔断器周边的环境，熔断器只有达到本身的熔化热能值的时候才会熔断，如果是在环境较冷的状况下，它的熔断时间会变化，这是使用时必须留意的。

3.6总电路的控制方式

为了使输出电压波形稳定且可调，采用闭环控制方式，检查输出电压反馈到输入作为比较控制。

直流三相逆变器设计 各模块方案设计

4.1 升压斩波电路

升压斩波电路如下图3.1所示。假设l值、c值很大，v通时，e向l充电，充电电流恒为i1，同时c的电压向负载供电，因c值很大，输出电压uo为恒值，记为uo。设v通的时间为ton，此阶段l上积蓄的能量为ei1ton。v断时，e和l共同向c充电并向负载r供电。设v断的时间为toff，则此期间电感l释放能量为(u0-e)i1toff，稳态时，一个周期t中l积蓄能量与释放能量相等，即

ei1ton=(u0-e)i1toff

化简得u0=t²e/toff

输出电压高于电源电压，故称升压斩波电路，也称之为boost变换器。t与toff的比值为升压比，将升压比的倒数记作β，则

α+β=1 故u0=e/(1-α)升压斩波电路能使输出电压高于电源电压的原因 ：l储能之后具有使电压泵升的作用，并且电容c可将输出电压保持住。

图4.1 升压斩波电路原理图

4.2逆变电路

逆变电路原理

逆变电路在电力电子电路中占很重要的地位，他可分为电压型逆变电路和电流型逆变电路，在实际生产生活中三相逆变应用较为广泛，其中电压型的直流侧通常是并一个电容器，而电流型通常是在直流侧串一个电感。

电压型逆变：直流侧为电压源，采用并联大电容器来缓冲无功功率，则构成电压型逆变器。电压型逆变电路输出电压波形为矩形波，输出电流波形近似正弦波。直流侧电压基本无脉动，直流回路呈现低阻抗；交流侧输出电压为矩形波；当交流侧为阻感负载时需要提供无功功率，直流侧电容起缓冲无功能量的作用等特点。

直流三相逆变器设计

电压型逆变电路有以下主要特点：

(1）直流侧为电压源，或并联有大电容，相当于电压源。直流侧电压基本无脉动，直流回路呈现低阻抗。

(2）由于支路电压源的箝位作用，交流侧输出电压波形位矩形波，并且与负载阻抗角无关。而交流侧输出电流波形和相位因负载阻抗情况的不同而不同。

(3)当交流侧为阻感负载时需要提供无功功率，直流侧电容起缓冲无功能量的作用。为了给交流侧向直流侧反馈的无功能量提供通道，逆变桥各臂都并联了反馈二极管。

采用igbt作为开关器件的三相电压型桥式逆变电路如图3.2所示：

图4.2 三相电压型桥式逆变电路

图中vl—v6是逆变器的六个igbt开关器件，各由一个续流二极管反并联，整个逆变器由恒值直流电压供电。电路中的直流侧通常只有一个电容器就可以了，但为了方便分析，画作串联的两个电容器并标出假想中点。和单相半桥，全桥逆变电路相同，三相电压型桥式逆变电路的基本工作方式也是导电方式，即每个桥臂的导电角度为，同一相上、下桥臂交替导通。因为每次换流都是在上、下桥臂之间进行，因此也被称为纵向换流。

逆变电源采用图3.3所示主电路。首先采用升压斩波电路将110kv直流电压升高到400kv，因为对输出波形的要求不是很高，与负载并联的电容c取很大就可以达到滤波的目的。开关管t1~t6是igbt，构成三相逆变桥。关断缓冲由电阻r、电容c和二极管d并联网络组成；c0折算到变压器tm的原边后与l2一起构成交流输出滤波电路；变压器用作电路隔离和升压。

直流三相逆变器设计

图4.3三相逆变器主电路原理图

4.3spwm控制系统

图4.4 三相spwm控制系统框图

三相脉冲形成可采用上述介绍的spwm控制方法，控制系统框图如3.3所示。下面介绍spwm生成的各电路部分。数字分频电路

图3.5是数字分频电路，y是石英晶体振荡器，它有稳定的震荡频率，频率稳定度可以达到万分之一。该电路选用震荡频率1.8432mhz的晶振，它和r1、c1、c2组成频率信号产生的电路，得到1.8432mhz频率信号，再经过数字电路cd4017、cd4040处理，输出两路频率信号。cd4017是十进制计数器，第7脚的q3计数端引至第15脚的复位端可以实现3分频。cd4040是串行二进制计数器，9脚q1可以得到2分频，2脚的q6可以得到2的6次方既64分频。1.8432mhz的频率，分频后三角波频率为9.6khz，标准正弦的扫描频率为102.3khz。

直流三相逆变器设计

图4.5 数字分频电路

标准正弦波形成电路

标准正弦波的长生是利用数字电路实现的。在eprom中存放的数据（十六进制）是这样得到的；将一个周期的单位正弦波分成n等份，每一点的数据在计算机上事先离散计算好在存放进去。由于写入的数据只能是正值，单位正弦波是和图中uref的波形一致，幅值为1的正弦波。本例中将一个周期的正弦波分成n=2048份。

正弦扫描频率引入数字电路cd4040，cd4040的输出是一组地址扫描信号送到eprom的地址线上，eprom2732中存放的数据便依次送到d/a转换器dac0832，dac0832将这些数据转换成断续的模拟信号，经过一个小电容c1（0.1uf以内）滤波，得到连续模拟信号uref，峰峰值由io1端引入的给定电压uc决定，电路中uc来自调节器的输出。经运放lf365处理，可以获得正负对称、幅值为uc的标准正弦波sine。

要产生的标准正弦波的频率f1=50hz，和前面分频电路得到的频率一致，那么扫描频率应该为：fh=f1*n=50*2048=102.4khz。正弦波的频率由稳定度相当高的晶振分频得到，故正弦波的波形畸变率很低；正弦波的幅值受控于给定电压。因此，该电路是一个高精度的正弦发生器。

上述电路具有通用性，对一个已经写好数据的eprom，若改变正弦扫描频率，可以改变标准正弦波频率；若改变eprom中的数据，可实现不同的pwm调制策略，如梯形波调制，注入特定次谐波；若再增加两套电路，在3个eprom中存放相位互差120°的数据，就可实现三相spwm控制。三角波形成电路

分频电路提供了三角波频率信号，即为9.6khz的脉冲信号，应用隔直、比例和积分电路即可得到幅值适当，正负对称的三角波，其频率为9.6khz。spwm形成电路

本装置spwm形成正弦波信号sine和三角载波信号tr来自前级电路；tl084是运算放大器，一tr由它接成的反向器得到。电路中大量使用了芯片lm311，直流三相逆变器设计

它是dip8封装的快速电压比较器，不仅可以作为比较器，还可以利用他的特点做脉冲封锁。下面介绍它的应用：8脚、4脚分别接芯片电源的正、负端；2脚、3脚分别是同向、反向输入；1脚是低电平设定（可接电源负或地），它的电压值决定了lm311输出的低电平值；7脚为输出端，逻辑判断为“高电平”时，集电极开路（oc门特性），因此，7脚必须有上拉电阻同正电源连接，否则，没有高电平输出，r1、r2、r3、r4等都是上拉电阻；

5、6脚用来调节输入平衡（可不用），6脚还可以用作选通，如果lm311的6脚接低电平。其输出恒为高电平，这个特点往往用来设置脉冲封锁。

该系统设置pwm信号低电平有效，即pwm信号为低电平时，驱动电路产生驱动脉冲，igbt导通。lock为保护电路输出的脉冲封锁信号；在电路出现故障时，lock的低电平送到后级各个lm311的6脚，使所有pwm为高电平封锁驱动脉冲。如果不利用lm311封锁驱动，也可以设置pwm高电平有效，取消后级的lm311。

r1~r4，c1~c4和rp还组成了死区形成电路，参数大小决定死区时间，rp可以调节死区大小；igbt的开关时间为2us左右，死区时间设为4us。

该装置采用了一种数模结合的spwm控制电路，它由数字分频电路、三角波形成电路、调节器、标准正弦波控制电路及pwm形成电路等组成。系统的电压调节是为了稳定电压，电流调节是为了限制输出电流。电源的正弦输出畸变率小于5%，要求不是太高，逆变器的输出功率1kw也不大。因此，系统仅采用电压平均值闭环控制，稳定输出电压，对输出波形采用开环控制，即直接将幅值受控的标准正弦波和三角波比较。

在3片eprom内写入3个相差120°的正弦波数据，经过数模转换后，形成3个互差120°的正弦波。它们同一三角载波比较，便可得到三相spwm控制脉冲分别驱动3个桥臂。

4.4驱动电路

ir2130是mos、igbt功率器件专用栅极驱动芯片，通过自举电路工作原理，使其既能驱动桥式电路中低压侧的功率器件，又能驱动高压侧的功率元件，因而在电机控制、伺服驱动、ups电源等方面得到广泛应用。这些器件集成了特有的负电压免疫电路，提高了系统耐用性和可靠性，有些器件不仅有过流、过温检测输入等功能，还具有欠压锁定保护、集成死区时间保护、击穿保护、关断输入、错误诊断输出等功能。

igbt的驱动电路型号很多，ir21系列是国际整流器公司退出的高压驱动器，一片ir2013课直接驱动中小容量的6支场控开关管，并且只需要一路控制电源。ir2013是28引脚双列直插式集成电路，应用方法如图3.6 hin1、hin2、hin3为3个高侧输入端，lin1、lin2、lin3为3路低侧输入端，ho1、vs1、ho2、vs2、ho3、vs3为3路高侧输出端，lo1、lo2、lo3为3路低侧输出端，vss为电源地，直流三相逆变器设计

vsd为驱动地，vb1、vb2、vb3为3路高侧电源端，falut为故障输出端，itrip为电流比较器输入端，cao为电流放大器输出端，ca为电流放大器反向输入端。

当ir2130驱动上桥臂功率管的自举电源工作电压不足时，则该路的驱动信号检测器迅速动作，封锁该路的输出，避免功率器件因驱动信号不足而损坏。当逆变器同一桥臂上2个功率器件的输入信号同时为高电平，则ir2130输出的2路门极驱动信号全为低电平，从而可靠地避免桥臂直通现象发生。

图4.6 ir2130结构及应用电路

采用ir2130作为驱动电路时，外围元件少，性价比明显提高。它的高压侧的3路驱动电源有ucc采用自举电路得到。3支快速二极管的阴极电位是浮动的，因此，它的反向耐压值必须大于主电路的母线电压 峰值。ir2130最大正向驱动电流 250ma，反向峰值驱动电流 500ma；内部设有过流、过呀、欠压、逻辑识别保护；它的浮动电压做大不超过400v。

4.5控制器设计

当采用瞬时值内环反馈双环控制时，内环为瞬时值环，用来控制输出电压波形的正弦波，外环采用平均值控制，以保证电压的平均值与参考值一致。如果波形正弦度好，平均值和有效值一一对应关系。

平均值外环的pi调节器输出控制正弦波幅值，幅值乘以单位正弦波后的信号为内环给定，与输出电压瞬时值比较经内环pi调节器输出正弦波调制信号，与三角载波比较后产生的pwm信号经过驱动电路控制逆变器的开关器件。在不允许供电中断的重要用电场合,大量使用着ups系统。而逆变器是ups系统的核心部件,要求它具有高质量的输出电压波形。尤其是在带非线性负载情况下仍然要有接近正弦的输出波形。因此,发展了多种多样的逆变器波形控制技术。本文的主要内容是pwm逆变电源瞬时值反馈控制技术，瞬时值反馈控制是根据当前误差对逆变器的输出波形进行有效的实时控制，如果控制器设计合理，既可以保证系统具有很好的稳态性能，同时也可以保证系统有快速的响应速度。全文围绕电压单环瞬时值控制技术及电容电流内环和电压外环双环瞬时值控制技术这两种控制方法，进行了理论分析,同时结合仿真和实验来探讨如何提高pwm逆变电源的

直流三相逆变器设计

静、动态性能，改善输出波形质量。

图4.7瞬时值内环反馈双环控制

4.6辅助电源

在桥式逆变电路中，一个桥臂上下两管驱动电路的电源应各自独立，两个桥臂上的管无共地点下管可以共地。因此，驱动6管时，至少要有3路独立电源。采用单端反激式开关电源作为辅助电源提供3组20v电源和±12v电源。3组20v电源分别作为6个igbt的驱动模块电源，±12v电源给控制系统的芯片供电。只要有直流输入，辅助电源就供电，控制系统就具备控制和保护能力。

4.7保护电路

保护复位电路的电路拓扑结构如图5所示，它的主要功能是当驱动信号发生电路中的电流较大时，产生复位保护信号，即图中的stop信号。下面简要介绍保护复位电路的基本工作原理：保护复位电路的输入信号来自驱动信号发生电路的电流检测器isensor。当流过isensor的电流较大时，此时电阻r83两端的压降增大，运算放大器u18d的输出为高电平。由于双d型触发器4013的时钟和d信号引脚接地，则该触发器具有r-s触发器的功能。当运算放大器的输出为高电平时，即r引脚的信号为高电平，此时触发器被复位，触发器的输出端q为低电平，即stop信号为低电平。当stop信号为低电平时，三输入与门u10a 4073（如图5所示）的输出被强制限定为低电平。而4013触发器的另一输出通过rc回路（如图中r98和e15）充电，当充电到一定时候，s引脚为高电平，根据触发器的功能表可见，stop信号重新变成高电平，这时stop信号对三输入与门的工作没有影响，实现了保护复位功能。通过选择合适的电阻、电容值,可以确定保护复位的时间，在本文中，选择电阻为750kω，电容为4.7μf使复位时间为1.5s。保护复位电路如图3.8

直流三相逆变器设计

图4.8 保护复位电路

过电压的保护

过电压的幅度一般都很大，但是其作用时间一般却都很短暂，即过电压的能量并不是很大的。利用电容两端的电压不能突变这一特点，将电容器并联在保护对象的两端，可以达到过电压保护的目的，这种保护方式叫做阻容保护。起保护作用的电容一般都与电阻串联，这样可以在过电压给电容充电的过程中，让电阻消耗过电压的能量，还可以限制过电压时产生的瞬间电流。并且r 的接入还能起到阻尼作用，防止保护电容和电路的电感所形成的寄生振荡。图3.9为电源侧阻容保护原理图。图3.9（a）为单相阻容保护电路，图3.9（b）、（c）为三相阻容保护电路，rc网络接成星型，如图3.9（b）；也可以接成三角形，如图3.9（c）。电容越大，对过电压的吸收作用越明显。在图3.9中，图3.9（a）为单相阻容保护，阻容网络直接跨接在电源端，吸收电源过电压。图3.9（b）为接线形式为星型的三相阻容保护电路，平时电容承受电源相电压，图3.9（c）为接线形式为三角型的三相阻容保护电路，平时电容承受电源相电压。显然，三角型接线方式电容的耐压要为星型接线的3倍。但是无论哪种接线，对于同一电路，过电压的能量是一样的，电容的储能也应该相同，所以星型接线的电容容量应为三角形的3倍。也就是说两种接线方式电容容量和耐压的乘积是相同的。

图4.9 阻容保护

过电流的保护

电力电子电路中的电流瞬时值超过设计的最大允许值，即为过电流。过电流有过载和短路两种情况。常用的过电流保护措施如图3.10所示。一台电力电子设备可选用其中的几种保护措施。针对某种电力电子器件，可能有些保护措施是

直流三相逆变器设计

有效的而另一些是无效的或不合适的，在选用时应特别注意。

图4.10 过电流保护

交流断路器保护是通过电流互感器获取交流回路的电流值，然后来控制交流电流继电器，当交流电流超过整定值时，过流继电器动作使得与交流电源连接的交流断路器断开，切除故障电流。应当注意过流继电器的整定值一般要小于电力电子器件所允许的最大电流瞬时值，否则如果电流达到了器件的最大电流过流继电器才动作，由于器件耐受过电流的时间极短，在继电器和断路器动作期间电力电子器件可能就已经损坏。来自电流互感器的信号还可作用于驱动电路，当电流超过整定值时，将所有驱动信号的输出封锁，全控型器件会由于得不到驱动信号而立即阻断，过电流随之消失；半控型器件晶闸管在封锁住触发脉冲后，未导通的晶闸管不再导通，而已导通的晶闸管由于电感的储能器件不会立即关断，但经一定的时间后，电流衰减到0，器件关断。这种保护方式由电子电路来实现，又叫做电子保护。与断路器保护类似，电子保护的电流整定值也一般应该小于器件所能承受的电流最大值。

快速熔断器保护一般作为最后一级保护措施，与其它保护措施配合使用。根据电路的不同要求，快速熔断器可以接在交流电源侧（三相电源的每一相串接一个快速熔断器），也可以接在负载侧，还可电路中每一个电力电子器件都与一个快速熔断器串联。接法不同，保护效果也有差异。熔断器保护有可以对过载和短路过电流进行“全保护”和仅对短路电流起作用的短路保护两种类型。

4.8总电路

由此得到电路图如3.8。

直流三相逆变器设计

图4.11 总电路图

5系统元件有关参数的计算

在电路中输入为110kv dc，输出为380v ac 50 hz，输出功率为p=3000w，功率因数设为cosφ=1。调节升压电路的占空比δ=1-e/u=1-110/380=0.71使输出为400v，调制比为1，求得逆变器输出的基波电压有效值为ub=400/√2=282.84v。初步计算变压器的变压比为k=380/400=0.95。则电路各元件选取如下：

5.1 开关管和二极管的选择

(1)开关管的选择

最大输出情况下，电流有效值为

imax=p/(v*cosφ)=3000/380=7.895a式（5.1）

开关管额定电流ice

直流三相逆变器设计

ice＞2*imax=2*7.895=15.79a式（5.2）

开关管额定电压vcer

vcer=2*vm=2*.80=760v式（5.3）

(2)二极管的选择 额定电压vrr

vrrm＞380v式（5.4）

最大允许的均方根正向电流

ifrms=πifr/2=1.57ifr式（5.5）

二极管的额定电流为

ifr＞imax/1.57=7.895/1.57=5.03a式（5.6）

5.2 lc 滤波器的计算

输出滤波器的作用是减小输出电压中的谐波，并保证基波电压输出。因滤波电容和负载并联，它可以补偿感性电流，但是，滤波电容过大，反而会增加变压器的负担。因此，在设计滤波电路的时候，首先确定滤波电容的值。设计基本原则就是在额定负载时，使容性电流补偿一半的感性电流。

ic=psinφ/(2u0cosφ)=3000*0.6/(2*380*0.8)式（5.7）c=ic/(u0ω)=2.96/(380*2π*50)=24.79μf式（5.8）

取c=25μf，选择500hz、500v的交流电容。开关管的工作频率取7.2khz 逆变桥输出电压除基波外，还含有高次谐波，最低次谐波为2p-1次，而p=fs/f=7200/50=144，得到 f=(2*200-1)*50=19950hz式（5.9）

考虑到死区的影响，一般选取输出滤波器的谐振频率为最低谐振频率的1/5～1/10。取谐振频率为2khz,算出

l=(1/2π*2000)2/c=0.256mh式（5.10）折算到原边，l1=(1/k)2l=0.284mh式（5.11）

5.3 输出变压器选择

方案一：三个单相变压器参数计算： 单个变压器输出功率为：

p2=1000w式（5.12）

单个变压器输入功率：

p1=u1*i1=p2/η=3000/0.95=1052.6w式（5.13）

式中η为变压器的效率，这里取0.95 变压器的额定功率为:

直流三相逆变器设计

p=(p1+p2)/2=(1000+1052.6)/2=1026.3w式（5.14）

一次侧电流为：

i1=kp1/u1=1.2*1052.6/77.8=13.5a式（5.15）

式中k是变压器空载电流大小决定的经验系数，容量越小的变压器，k越大，一般选1.1~1.2。二次侧电流为：

i2=p2/u2=1000/380=2.6a式（5.16）

故选用三个初级电压为77.8v、电流为13.5a，功率为1052.6w,次级电压为380v、电流为2.6a，功率为1000w的单相变压器。方案二：三相变压器 变压器输出功率：

p1=u1*i1=p2/η=3000/0.95=3157.9w式（5.17）

式中η为变压器的效率，这里取0.95 已知直流输入为110v，其基波最大的峰峰值为110v 峰值有效值为:

u=110/√2=77.8v式（5.18）

逆变线电压额定值为380v，相电压峰值为:

uwn=380/√3=219.4v式（5.19）

由于变压器连接方式为△y-11连接，变压器变比为:

n1/n2=77.8/219.4=0.35式（5.20）

故选择变比为0.35，功率3200w的三相变压器。

考虑到成本以及方便在本次设计中采用方案二级三相变压器。

电源的输出功率为3kva，cosφ=1，频率f=50hz。根据变压器选择手册可选择sd40*80*220mm的50hz铁芯，查得变压器视在功率为3529va。本设计采用sd型铁芯，用冷轧取向硅钢薄板 dq151-35材料，占空系数kc=0.92。求得磁芯截面积sc=k√p/kc=1.2*√3529/0.92=77.49cm2，若选取最大磁密bm=12000gs（1）副边绕组

逆变桥输出的spwm波经过电感滤波后还是有一定的高频分量，一般取br=80%bm=0.8*12000gs=9600gs。根据变压器电压关系式u0=4.44fn2brsc=380v可求得n2≈230。取230匝。（2）原边绕组

逆变器输出的基波电压理想值为282.84v。两只开关管的压降为4v左右，开关频率fs=7.2khz，死区设为td=4μs，则死区引起的最大电压损失为

δu=fstdub=7.2*103*4*10-6*282.84=8.12v 式（5.21）

直流三相逆变器设计

基波电流在滤波电感上的压降为

ul=2πfli1=2*3.15*50*0.284*10-3=0.724v 式（5.22）

漏感的阻抗压降一般为3%～5%的基波电压，按12v估算，则变压器的原边电压

u1=(400-8.12-0.724-12)=379.2v式（5.23）变压器变比为k=u2/u1=380/379.2=1.00式（5.24）

n1=n2/k=229.5式（5.25）

取300匝。

总 结

通过本次设计，了解当前先进的电力电子技术和电力电子装置技术，加深了课本逆变部分理论知识的理解，掌握了逆变电路的基本设计以及pwm技术。在最初的学习中我们复习巩固了一些相关的基础知识，对诸如电力电子等课程进行了一些总结回顾，进行了对已知基础知识的再综合应用，提高了实际应用能力，也找到我在某些方面的不足，在本次设计前，在本次设计中，查阅许多逆变器方面的资料，有感先进的功率器件及逆变控制器件对电力电子技术进步的推动作用，大大简化设计，极大提高系统的可靠性，达到以往设计无法达到的技术指标。

平时我们只学习了理论知识，没有将理论知识运用于实践中，当然在实验课上，也锻炼了自己的动手能力。可是，毕竟课上时间有限，不能深入的完成实验。

直流三相逆变器设计

课程设计为我们提供了这样的机会。课设过程中，大家自己独立思考，完成老师布置的题目，学习了很多东西，把自己所学用于实际，课设期间，遇到问题，独立解决或同学在一起讨论，还锻炼了自己独立分析、归纳、解决问题的能力。当然，光靠平时所学的知识完成本次课程设计还是有一定难度的，因此，课设中存在许多障碍，这些阻碍都是我知识点的漏洞，为我敲响了警钟。通过翻阅课本以及查阅资料，我都一一的解决了问题，受益良多。

致 谢

通过这次课程设计使我明白了光在课本上看懂了是不够的，更应该把在书本上学来的知识应用于实践中，把理论知识与实践相结合起来，从理论中得出结论，才能真正的学到东西，从而提高自己的实际动手能力和独立思考的能力。

在设计的过程中遇到问题，可以说得是困难重重，这毕竟第一次做电力电子的课程设计，难免会遇到过各种各样的问题，同时在设计的过程中发现了自己的不足之处，对以前所学过的知识理解得不够深刻，掌握得不够牢固，通过这次课程设计之后，对所学的知识又巩固了一次。

这次课程设计终于完成了，在设计中遇到了很多问题，在查阅资料和同学帮忙、解答下度过重重难关终于做成！在此，对给过我帮助的所有同学和石老师表

直流三相逆变器设计

示忠心的感谢，通过这两周的电力电子课程设计，我对电压型逆变电路既有了进一步的了解，又对pwm控制技术也有的更深入的认知。刚开始，对很多电路的设计思路都不清楚，但通过不断的查阅资料和同学的帮助，总算学会了如何更好的设计电路选择正确的元器件。

最后，感谢老师的耐心指导和各位同学的大力支持，使我在本次设计中将遇到的问题都解决了，完成了本次课程设计，并从中学习到了更多的知识。

参考文献

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直流三相逆变器设计

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直流电逆变器 单向逆变器设计篇四

摘要

随着电力电子技术的不断发展，电力电子技术的各种装置在国民经济各行各业中得到了广泛应用。从电能转换的观点，电力电子的装置涵盖交流——直流变换、直流——交流变换、直流——直流变换、交流——交流变换。比如在可控电路直流电动机控制，可变直流电源等方面都得到了广泛的应用,而这些都是以逆变电路为核心。由于电力电子技术中有关电能的变换与控制过程，内容大多涉及电力电子各种装置的分析与大量的计算、电能变幻的波形分析、测量与绘制等，这些工作特别适合matlab的使用。本次设计的题目是基于pwm逆变器的设计与仿真，所以在此次仿真就用的是matlab软件，建立了基于matlab的单相桥式spwm逆变电路,采用igbt作为开关器件，并对单相桥式电压型逆变电路和pwm控制电路的工作原理进行了分析，运用matlab中的simulink/simupowersystems对电路进行了仿真，给出了仿真波形，并运用matlab提供的powergui模块,分别用单极性spwm和双极性spwm的动态模型给出了仿真的实例与仿真结果，验证了模型的正确性，并展现了matlab仿真具有的快捷，灵活，方便，直观的以及matlab绘制的图形准确、清晰、优美的优点,从而进一步展示了matlab的优越性。

关键字：pwm逆变器 单极性spwm 双极性spwm matlab仿真 目录 摘要

绪论„„„„„„„„„„„„„„„„„„„„„„„„„„„1 第1章 matlab软件„„„„„„„„„„„„„„„„„„„3 1.1软件的介绍„„„„„„„„„„„„„„„„„„„„„3 1.2 电力电子电路的matlab仿真„„„„„„„„„„„„„4 1.2.1实验系统总体设计„„„„„„„„„„„„„„„5 1.2.2电力电子电路simulink仿真d特点„„„„„„„5 第2章

逆变主电路的方案论证与选择„„„„„„„„„„6 第3章 pwm逆变器的工作原理„„„„„„„„„„„„„„9 3.1 pwm控制理论基础„„„„„„„„„„„„„„„„„9 3.1.1面积等效原理„„„„„„„„„„„„„„„„„9 3.2 pwm逆变电路及其控制方法„„„„„„„„„„„„11 3.2.1计算法„„„„„„„„„„„„„„„„„„„„11 3.2.2调制法„„„„„„„„„„„„„„„„„„„„11 3.2.3 spwm控制方式„„„„„„„„„„„„„„„„15 第4章 单相桥式pwm逆变器的仿真„„„„„„„„„„„„18 4.1单相桥式pwm逆变器调制电路的simulink模型„„„„„18 4.1.1单极性spwm仿真模型图„„„„„„„„„„„„18 4.1.2 双极性spwm仿真模型图„„„„„„„„„„„19 4.2 仿真参数的设定及仿真图的分析„„„„„„„„„„19 4.2.1 单极性spwm的仿真及分析„„„„„„„„„„19 4.2.2 双极性spwm仿真及分析„„„„„„„„„„„„„„26 总结„„„„„„„„„„„„„„„„„„„„„„„„„„32 参考文献„„„„„„„„„„„„„„„„„„„„„„„„3

3绪论

20世纪60年代发展起来的电力电子技术，使电能可以交换和控制，生产了现在各种高效节能的新型电源和交直流调速装置，为工业生产，交通运输等提供了现代化的高新技术，提高了生产效率和人们的生活质量，使人类社会生活发生了巨大的变化。但是在电力电子技术中有关电能的变换与控制过程，内容大多涉及电力电子技术各种装置的分析与大量计算，电能变换的波形分析，测量与绘图等，随着晶闸管所处状态的不同，系统的参数形式也不同，因而传统的计算机语言编程仿真程序冗长，可读性差，调试费时，大量的时间花在矩阵处理和图形的生成分析等繁琐易错的细节上，而这些工作特别适合matlab的使用。matlab运算功能强大，计算准确又快捷；同时matlab提供的动态仿真工具simulink可直接建立电路仿真参数，并且可以立即得到参数修改后的仿真结果，直观性强，省去了编程步骤，实体图形化模型的仿真简单，方便，能节省设计时间与降低成本。matlab绘制的图形尤其准确，清晰，精美。电力电子技术领域通常利用matlab中的simulink其中的电气系统模块库（power system blockser）建立电力电子装置的简化模型并进行控制器的设计和仿真。

现如今，逆变器的应用非常广泛，在已有的各种电源中，蓄电池，、干电池、天阳能电池都是直流电源，当需要这些电源向交流负载供电时，就需要逆变。另外，交流电机调速变频，感应加热电源等使用广泛的电力电子设备，都是以逆变电路为核心。本次设计利用matlab仿真软件对单相桥式逆变双极性spwm和单极性spwm电路进行仿真分析，并得出正确的仿真结果，而且改变了参数从而进行比较，更能清晰的了解pwm逆变器的工作原理及影响其工作特性的因素，从而达到学习的目的。第1章 matlab软件

1.1 软件的介绍

matlab环境（又称matlab语言）是由美国new mexico 大学的cleve moler 于1980年开始研究开发的，1984年由cleve moler 等人创立的math works 公司推出的第一个商业版本。经过几十年atlab的发展，竞争和完善，现已成为国际公认最优秀的科技应用软件。atlab语言的两个最著名特点，即其强大的矩阵运算能力和完善的图形可视化功能，使得它成为国际控制界应用最广的首选计算机工具。在控制界，很多知名学者都能为其擅长的领域写出了工具箱，而其中很多工具箱已成为该领域的标准。matlab具有对应学科极强的适应能力，很快成为应用学科计算机辅助分析，设计，仿真，教学甚至科技文字处理不可缺少的基础软件。

matlab命令和矩阵函数是分析和设计控制系统时经常采用的。matlab具有很多预定含义的函数，供用户在求解许多不同类型的控制问题时调用。simulink是matlab提供的一个用来对动态系统进行建模，仿真和分析的软件包。simulink界面友好，他为用户提供了用方框图进行建模的图形接口，用户建模通过简单的单击和拖运就能实现，使得建模就像用纸和笔来画面一样容易。他与传统的仿真软件包相比，具有更直观，方便，灵活的优点。simulink允许用户定制和创建自己的模块。

matlab命令和矩阵函数是分析和设计控制系统时经常采用的。simulink是matlab提供的一个用来对动态系统进行建模，仿真和分析的软件包。simulink模块库内资源相当丰富，基本模块库包括连续系统，离散系统非线性系统，信号与函数，输入模块，接收模块等等，使用方便。由基本模块又形成了其他的一些专业库，使仿真起来简单快捷，尤其是其中的电气系统模块库（power system blockser）和simpowersystems模块，可以使电力电子技术的仿真变得更加容易。

在建成模型结构后，就可以启动系统仿真功能来分析系统的动态特性。启动仿真后，simulink通过鼠标操作就可以实现在线修改参数，改变仿真算法，暂停/继续或停止仿真，不需要其他的复杂操作。

matlab的simpowersystems模块实体图形化模型系统，把代表晶闸管，触发器，电阻，电容，电源，电压表，电流表等实物的特有图形符号，连成一个蒸馏装置电路，一个逆变装置或者是一个系统，它不是一个真实的物体，而是世纪物体的图形化模型。这种实体模型的仿真具有简单方便节省设计制作时间和低成本等特点。再者，matlab界面友好，是的从事自动控制的科技工作者乐于接触它，愿意使用它。最后，逆变技术讨论的电能转换与控制，需要对各种电压与电流波形进行测量，绘制与分析，matlab提供的功能强大且使用方便的图形函数，特别适合完成此项任务。坐标体系完整，线形类型丰富，色彩绚丽多彩，matlab绘制的图形尤其准确，清晰，精美，可以用来对电路的工作原理进行讨论和分析。

1.2 电力电子电路的matlab仿真

实验软件中提供了典型电力电子电路（如整流电路、触发电路、有源逆变电路、交流变换电路、直流斩波电路等）的数学模型，可供实验使用，同时也可以自己设计模型完成不同功能的实验任务。

1.2.1实验系统总体设计

电力电子电路的simulink仿真流程如下：

数学建模阶段——模型转换阶段——运行仿真阶段——分析仿真结果

数学建模阶段：将实际对象的动态特性用微分方程、传递函数、状态方程或结构图等方式描述出来。

模型转换阶段：在matlab环境下选择仿真算法将数学模型转化成能被计算机接受的离散化模型，即仿真模型。建立模型后，设定每个模块参数。

运行仿真阶段：在simulink环境下设置仿真参数，包括仿真时间，仿真步长，误差值等，采取快速仿真算法，既能达到实时仿真的目的，又能满足一定的精度要求。

分析仿真结果：使用scopes可以观察仿真结果。并且能在仿真运行过程中随时改变参数，观察变化情况。

1.2.2电力电子电路simulink仿真的特点

电力电子电路实验系统的simulink仿真，具有以下特点：

（1）仿真研究方法简单、灵活、多样。该仿真实验在仿真时还可以任意参数调整，体现了仿真研究和数学的方便性和灵活性

（2）仿真结果直观。通过仿真研究可以得到有关系统设计的大量、充分而且直观的曲线与数据，方便对系统进行分析、改进。

第2章

逆变主电路的方案论证与选择

方案一：半桥式逆变电路。在驱动电压的轮流开关作用下,半桥电路两只晶体管交替导通和截止。半桥电路输入电压只有一半加在变压器一次侧，这导致电流峰值增加，因此半桥电路只在较低输出功率场合下使用，同时它具有抗不平衡能力，从而得到广泛应用。半桥式拓扑结构原理图如图所示。

半桥式逆变电路

方案二：单相桥式逆变电路。单相桥式逆变器有四个带反并联续流二极管的igbt组成，分别为vt1~vt4，直流侧由两个串联电容，他们共同提供直流电压ud，负载为阻感负载，调制电路分别由单相交流正弦调制波形和三角载波组成，其中三角载波和正弦调制波的幅值和频率之比分别被称为调制度和载波频率，这是spwm调制中的两个重要参数。三角载波和正弦调制波相互调制产生四路脉冲信号分别给六个igbt提供触发信号。

单相桥式逆变电路

方案三：三相桥式pwm逆变电路。当uruuc时，给v1导通信号，给v4关断信号，uun`'ud/2；当uruuc时，给v4导通信号，给v1关断信号，uun`'ud/2。当给v1(v4)加导通信号时，可能是v1(v4)导通，也可能是vd1(vd4)导通。uun`'、uvn`'和uwn`'的pwm波形只有ud/2两种电平。uuv波形可由uun`'、uvn`'得出，当1和6通时，uuv=ud，当3和4通时，uuv=ud，当1和3或4和6通时，uuv=0。uvw、uwu的波形可同理得出。

三相桥式逆变电路

方案四：推挽式逆变电路。推挽电路的工作是由两路相位相反的驱动脉冲分别加到逆变开关管q1、q2的基极，控制它们交替断通，使输入直流电压变换成高频的方波交流电压从变压器输出。

推挽式逆变电路

方案选择：桥式电路和推挽电路的电压利用率是一样的，均比半桥电路大一倍。再基于桥式结构的控制方式比较灵活，我选用桥式电路，对于单相桥式电路和三相桥式电路，我选择单相桥式电路来实现pwm逆变器的实现，所以选用方案二。第3章 pwm逆变器的工作原理 3.1理论基础

冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。冲量指窄脉冲的面积。效果基本相同，是指环节的输出响应波形基本相同。低频段非常接近，仅在高频段略有差异。

3-1-1 形状不同而冲量相同的各种窄脉冲

3.1.1面积等效原理

分别将如图3-1-1所示的电压窄脉冲加在一阶惯性环节（r-l电路）上，如图3-1-2a所示。其输出电流i(t)对不同窄脉冲时的响应波形如图3-1-2b所示。从波形可以看出，在i(t)的上升段，i(t)的形状也略有不同，但其下降段则几乎完全相同。脉冲越窄，各i(t)响应波形的差异也越小。如果周期性地施加上述脉冲，则响应i(t)也是周期性的。用傅里叶级数分解后将可看出，各i(t)在低频段的特性将非常接近，仅在高频段有所不同。用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波，正弦半波n等分，看成n个相连的脉冲序列，宽度相等，但幅值不等；用矩形脉冲代替，等幅，不等宽，中点重合，面积（冲量）相等，宽度按正弦规律变化。上述原理可以称为面积等效原理，它是pwm控制技术的重要理论基础。

下面分析用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波。图3-1-3可以看到把半波分成n等份，就可以把正弦半波看成n个彼此相连的脉冲序列组成的波形，然后把脉冲序列利用相同数量的等幅而不等宽的矩形脉冲代替，使它们面积相等，就可以得到脉冲序列。根据面积等效原理，pwm波形和正弦半波是等效的。

3-1-2冲量相同的各种窄脉冲的响应波形

3-1-3 用pwm波代替正弦半波

要改变等效输出正弦波幅值，按同一比例改变各脉冲宽度即可。

3.2 pwm逆变电路及其控制方法

目前中小功率的逆变电路几乎都采用pwm技术。逆变电路是pwm控制技术最为重要的应用场合。pwm逆变电路也可分为电压型和电流型两种，目前实用的几乎都是电压型。

3.2.1计算法

根据正弦波频率、幅值和半周期脉冲数，准确计算pwm波各脉冲宽度和间隔，据此控制逆变电路开关器件的通断，就可得到所需pwm波形。

缺点：繁琐，当输出正弦波的频率、幅值或相位变化时，结果都要变化

3.2.2调制法

输出波形作调制信号，进行调制得到期望的pwm波；通常采用等腰三角波或锯齿波作为载波；等腰三角波应用最多，其任一点水平宽度和高度成线性关系且左右对称；与任一平缓变化的调制信号波相交，在交点控制器件通断，就得宽度正比于信号波幅值的脉冲，符合pwm的要求。

调制信号波为正弦波时，得到的就是spwm波；调制信号不是正弦波，而是其他所需波形时，也能得到等效的pwm波。

结合igbt单相桥式电压型逆变电路对调制法进行说明：设负载为阻感负载，工作时v1和v2通断互补，v3和v4通断也互补。控制规律：u0正半周，v1通，v2断，v3和v4交替通断，负载电流比电压滞后，在 11 电压u正半周，电流有一段为正，一段为负，负载电流为正区间，v1v4关断时，和v4导通时，负载电流通过v1和vd3续流，u0等于ud，u0=0，负载电流为负区间，i0为负，实际上从vd1和vd4流过，仍有u0=ud，v4断，v3通后，i0从v3和vd1续流，u0=0，u0总可得到ud和零两种电平。u0负半周，让v2保持通，v1保持断，v3和v4交替通断，u0可得-ud和零两种电平。

3-2-1 单相桥式逆变电路

单极性pwm控制方式（单相桥逆变）：在ur和uc的交点时刻控制igbt的通断，ur正半周，v1保持通，v2保持断，当ur>uc时使v4通，v3断，u0=ud，当uruc时使v3断，v4通，u0=0，虚线u0f表示u0的基波分量。波形见图3-2-2。图3-2-2 单极性pwm控制方式波形

同一相上下两臂的驱动信号互补，为防止上下臂直通造成短路，留一小段上下臂都施加关断信号的死区时间。死区时间的长短主要由器件关断时间决定。死区时间会给输出pwm波带来影响，使其稍稍偏离正弦波。

计算法中一种较有代表性的方法，图3-2-3。输出电压半周期内，器件通、断各3次（不包括0和π），共6个开关时刻可控。为减少谐波并简化控制，要尽量使波形对称。首先，为消除偶次谐波，使波形正负两半周期镜对称，即：

u(t)u(t)

(3.2.1)其次，为消除谐波中余弦项，使波形在半周期内前后1/4周期以π/2为轴线对称。

u(t)u(t)(3.2.2)

四分之一周期对称波形，用傅里叶级数表示为：

u(t)nn1,3,5,...asinnt(3.2.3)

图3-2-3 特定谐波消去法的输出pwm波形

式中，an为 an420u(t)sinntdt

图3-2-3，能独立控制a1、a2和a3共3个时刻。该波形的an为

a2ududan[sinntdt(sinnt)dta1022a3uudd2(sinntdt a22 a32sinnt)dt]2ud(12cosn12cosn22cosn3)n4a1式中n=1,3,5,„

(3.2.4)确定a1的值，再令两个不同的an=0就可建三个方程，求得a1、a2和a3消去两种特定频率的谐波：

在三相对称电路的线电压中，相电压所含的3次谐波相互抵消，可考虑消去5次和7次谐波，得如下联立方程： a12ud(12cos12cos22cos3)

（2-5）

2ud(12cos512cos522cos53)0（2-6）52uda7(12cos712cos722cos73)0（2-7）

7 a5给定a1，解方程可得a1、a2和a3。a1变，a1、a2和a3也相应改变。

一般，在输出电压半周期内器件通、断各k次，考虑pwm波四分之一周期对称，k个开关时刻可控，除用一个控制基波幅值，可消去k－1个频率的特定谐波，k越大，开关时刻的计算越复杂。

3.2.3 spwm控制方式

一．spwm包括单极性和双极性两种调制方法，（1）如果在正弦调制波的半个周期内，三角载波只在正或负的一种极性范围内变化，所得到的spwm波也只处于一个极性的范围内，叫做单极性控制方式。

（2）如果在正弦调制波半个周期内，三角载波在正负极性之间连续变化，则spwm波也是在正负之间变化，叫做双极性控制方式。(a)单极性spwm法

(1)调制波和载波：曲线②是正弦调制波，其周期决定于需要的调频比kf，振幅值决定于ku,曲线①是采用等腰三角波的载波，其周期决定于载波频率，振幅不变，等于ku=1时正弦调制波的振幅值，每半周期内所有三角波的极性均相同(即单极性)。

调制波和载波的交点，决定了spwm脉冲系列的宽度和脉冲音的间隔宽度，每半周期内的脉冲系列也是单极性的。

(2)单极性调制的工作特点：每半个周期内，逆变桥同一桥臂的两个逆变器件中，只有一个器件按脉冲系列的规律时通时通时断地工

作，另一个完全截止；而在另半个周期内，两个器件的工况正好相反，流经负载zl的便是正、负交替的交变电流。

单极性pwm控制方式(b)双极性spwm法

(1)调制波和载波：

调制波仍为正弦波，其周期决定于kf，振幅决定于ku,中曲线①，载波为双极性的等腰三角波，其周期决定于载波频率，振幅不变，与ku=1时正弦波的振幅值相等。

调制波与载波的交点决定了逆变桥输出相电压的脉冲系列，此脉冲系列也是双极性的，但是，由相电压合成为线电压(uab=ua-ub;ubc=ub-uc;uca=uc-ua)时，所得到的线电压脉冲系列却是单极性的。

16(2)双极性调制的工作特点：逆变桥在工作时，同一桥臂的两个逆变器件总是按相电压脉冲系列的规律交替地导通和关断，毫不停息，而流过负载zl的是按线电压规律变化的交变电流。

双极性pwm控制方式

第四章 单相桥式pwm逆变器的仿真

4.1单相桥式pwm逆变器调制电路的simulink模型 4.1.1单极性spwm仿真模型图

设计中不采用igbt元件模型，而是采用“universal bridge”模块，在对话框中选择桥臂数为2，即可构成单相全桥电路，开关器件选反并联二极管的igbt；阻感负载.直流电压模块设置为e=220其模块设置如下图所示

pulsesdiscrete,ts = 1e-005 uidiscretepwm generator+v-universal bridgecurrent measurementdc voltage source+ga-b+i-+i-voltage measurementcurrent measurement1scopeseries rlc branch

4-1-1 单极性spwm仿真主电路

通用桥为simulink中的universal bridge模块。参数设置：其中number of bridge arms（桥臂个数）为2，power electronic device（电力电子器件）选用igbt/diodes（晶闸管），从而构成了逆变器。

产生spwm的脉冲信号发生器，使用的是matlab中的discrete pwm generator模块。该模块的作用即为为产生pwm而用以控制igbts等电桥的脉冲信号。在generator mode选项中选择2-arms

bridge(4 pulse),即两桥臂共需要4个脉冲信号用以控制开关管。carrier frequency为载波频率，该频率的大小决定了一个周期内spwm脉冲的密度。frequency of output voltage是输出电压的频率，此处设置为国内标准的50hz。另外用到powergui模块，其设置为离散仿真模式，采样时间为2e-005.4.1.2 双极性spwm仿真模型图

pulsesdiscrete,ts = 1e-005 uidiscretepwm generator+i-universal bridgedc voltage sourceg+a+i-current measurement1scope1series rlc branch-b+-

4-1-2

双极性spwm仿真主电路

对于双极性的电路来说设置基本与单极性的相同，只是双极性的产生spwm的脉冲信号发生器，使用的是matlab中的discrete pwm generator模块，此时在generator mode选项中选择1-arms bridge(2pulse),即两桥臂共需要2个脉冲信号用以控制开关管.4.2 仿真参数的设定及仿真图的分析 4.2.1 单极性spwm的仿真及分析

一.负载的变化

设定输出电压频率50hz，载波频率1080hz，调制深度m=0.4 1.当电阻r=3，l=2e-2时的直流侧电流、交流侧电压、交流侧电流

v的波形（仿真时间t=0.05）

20100-10-20r=3 l=2e-2 直流侧电流交流侧电压4002000-200-400交流侧电流20100-10-2000.0050.010.0150.020.0250.030.0350.040.0450.05

图4-2-1 r=3，l=2e-2的波形

2.当电阻r=5，l=2e-2时的直流侧电流、交流侧电压、交流侧电流的波形（仿真时间t=0.05）

直流侧电流151050-5-10交流侧电压4002000-200-400直流侧电流交流侧电流20100-10-2000.0050.010.0150.020.0250.030.0350.040.0450.05

图4-2-2

r=5，l=2e-2时的波形

分析：从图4-2-1和图4-2-2可以看出,当系统刚启动时电流波形不稳定，会发生震荡，当电感相同的情况下，电阻较小时（r=3），电流波形震荡的更厉害，震荡完以后才趋于稳定。

3.当电阻r=10，l=2e-1时的直流侧电流、交流侧电压、交流侧电流的波形（仿真时间t=0.05）

直流侧电流1050-5交流侧电压4002000-200-400交流侧电流1050-5-1000.0050.010.0150.020.0250.030.0350.040.0450.05

图4-2-3 r=10，l=2e-1时的波形

4.当电阻r=10，l=2e-3时的直流侧电流、交流侧电压、交流侧电流的波形（仿真时间t=0.05）

直流侧电流151050交流侧电压4002000-200-400交流侧电流20100-10-2000.0050.010.0150.020.0250.030.0350.040.0450.05

图4-2-4

r=10，l=2e-3时的波形

分析：从图4-2-3和图4-2-4可以看出,当电阻一定时，减小电感，会发现电流波形在正弦波的基础上发生大幅度的震荡，波形的峰值电压增大，影响系统的特性，所以对于阻感性负载不能使电感过小。

通过仿真，比较分析，得出改变负载对输出的影响的结论：

（1）负载有功功率越大，系统进入稳态的时间越快，较小的负载有

功率会在暂态时产生很大的波动。（2）负载的感性功率会影响峰值电压。二.输出电压频率和载波频率的变化

设定r=10,l=2e-2，调制深度m=0.4 1.当输出电压频率为50hz，载波频率1080hz时的直流侧电流、交流 侧电压、交流侧电流波形

仿真时间

t=0.02s

直流侧电流1050-5交流侧电压4002000-200-400交流侧电流1050-5-1000.0020.0040.0060.0080.010.0120.0140.0160.0180.02

图4-2-5 输出电压频率为50hz，载波频率1080hz 时的波形

仿真时间

t=0.05s

1050-54002000-200-4001050-5-1000.0050.010.0150.020.0250.030.0350.040.0450.05

图4-2-6 输出电压频率为50hz，载波频率1080hz 时的波形

2.当输出电压频率为50hz，载波频率3240hz时的直流侧电流、交流侧电压、交流侧电流的波形

仿真时间t=0.02

直流侧电流1050-5交流侧电压4002000-200-400交流侧电流1050-5-1000.0020.0040.0060.0080.010.0120.0140.0160.0180.02

图4-2-7 输出电压频率为50hz，载波频率3240hz 时的波形

仿真时间t=0.05 1050-54002000-200-4001050-5-1000.0050.010.0150.020.0250.030.0350.040.0450.05

图4-2-8 输出电压频率为50hz，载波频率3240hz 时的波形

分析：从图4-2-5和图4-2-7可以看出，载波频率直接影响了波形的光滑度，载波频率越大波纹越小仿正弦效果越好。但也应注意到频率过高有可能对整流桥器件产生影响，所以也不能过于高。另外载波频率越高，在一个周期内pwm脉冲越密。

3.当输出电压频率为100hz，载波频率1080hz时的直流侧电流、交流侧电压、交流侧电流的波形

仿真时间t=0.05

直流侧电流210-1-2交流侧电压4002000-200-400交流侧电流1.510.50-0.5-100.0050.010.0150.020.0250.030.0350.040.0450.05

图4-2-9 输出电压频率为100hz，载波频率1080hz 时的波形 4.当输出电压频率为100hz，载波频率3240hz时的直流侧电流、交流侧电压、交流侧电流的波形（仿真时间t=0.05）

直流侧电流1050-5交流侧电压4002000-200-400交流侧电流1050-5-1000.0050.010.0150.020.0250.030.0350.040.0450.05

图4-2-10 输出电压频率为100hz，载波频率3240hz 时的波形

分析a：从图4-2-9和图4-2-5以及图4-2-8和4-2-10可以看出，当载波频率不变时，输出电压频率改变后可以注意到，波纹相对于输出电压频率为50hz时比较小，但是输出电压频率为50hz时每个周期内的脉冲个数比100hz时的减小了一半，所以仿正弦的效果大大下降了，可见如若提高输出电压的频率后，不改变载波频率，逆变效果会打折扣。

分析b：从图4-2-6和4-2-10可以看出，即输出电压频率为50hz，载波频率1080hz时的波形和输出电压频率为100hz，载波频率3240hz 时的波形进行比较，可以看出：在提高了输出电压频率的同时，成比例的提高载波频率，既可以使波纹更小，而且可以增加每个周期内的脉冲个数，使得仿正弦的效果更好。

通过仿真，比较分析，得出载波频率与输出电压频率改变对输出的影响的结论：

在电压输出频率一定的情况下，载波频率的大小影响了仿正弦波的光滑度，即决定了正弦波形的仿制质量。当载波频率一定时，电压输出频率的大小决定每个周期内的仿正弦的个数。

4.2.2 双极性spwm仿真及分析

一．负载的变化

设定输出电压频率50hz，载波频率1080hz 1.当电阻r=1，l=0.5时的直流侧电流、交流侧电流、交流侧电压的波形

仿真时间t=0.05

直流侧电流210-1-2交流侧电流1.510.50-0.5交流侧电压4002000-200-40000.0050.010.0150.020.0250.030.0350.040.0450.05

图4-2-11 r=1，l=0.5的波形

2.当电阻r=10，l=1时的直流侧电流、交流侧电流、交流侧电压的波形（仿真时间t=0.05）

直流侧电流10.50-0.5-1交流侧电流0.80.60.40.20-0.2交流侧电压3002001000-100-200-30000.0050.010.0150.020.0250.030.0350.040.0450.05

图4-2-12 r=10，l=1的波形

3.当电阻r=10，l=0.5时的直流侧电流、交流侧电流、交流侧电压的波形（仿真时间t=0.05）

直流侧电流1.510.50-0.5-1-1.5交流侧电流1.510.50-0.5交流侧电流3002001000-100-200-30000.0050.010.0150.020.0250.030.0350.040.0450.05

图4-2-13 r=10，l=0.5的波形

分析a：从图4-2-11和图4-2-13可以看出,当电感相同的情况下，电阻较大时（r=10），电流波形发生震荡，震荡完以后才趋于稳定。

分析b：从图4-2-11和图4-2-13可以看出,当电阻不变时，电感越大波形的峰值电压越小。

通过仿真，比较分析，得出改变负载对输出的影响的结论：（1）负载有功功率越小系统进入稳态的时间越快，较大的有功

功率会在暂态时产生很大的波动。

（2）载的感性功率会影响峰值电压，电感越大波形的峰值电压越小。二．电压频率和载波频率的变化

设定r=10,l=0.5h

1.当输出电压频率为50hz，载波频率1080hz时的直流侧电流、交流侧电流、交流侧电压的波形（仿真时间t=0.05）

直流侧电流1.510.50-0.5-1-1.5交流侧电流1.510.50-0.5交流侧电压3002001000-100-200-30000.0050.010.0150.020.0250.030.0350.040.0450.0图4-2-14 输出电压频率为50hz，载波频率1080hz的波形 2.当输出电压频率为50hz，载波频率4320hz时的直流侧电流、交流侧电流、交流侧电压的波形（仿真时间t=0.05）

直流侧电流1.510.50-0.5-1-1.5交流侧电流10.50交流侧电压3002001000-100-200-30000.0050.010.0150.020.0250.030.0350.040.0450.05

图4-2-15 输出电压频率为50hz，载波频率4320hz的波形

3.当输出电压频率为100hz，载波频率1080hz时的直流侧电流、交流侧电流、交流侧电压的波形（仿真时间t=0.05）

直流侧电流0.50-0.5交流侧电流10.50交流侧电压3002001000-100-200-30000.0050.010.0150.020.0250.030.0350.040.0450.05

图4-2-16

输出电压频率为100hz，载波频率1080hz的波形 4.当输出电压频率为100hz，载波频率4320hz时的直流侧电流、交流侧电流、交流侧电压的波形（仿真时间t=0.05）

直流侧电流10.50-0.5-1交流侧电流0.60.40.20-0.2交流侧电压4002000-200-40000.0050.010.0150.020.0250.030.0350.040.0450.05

图4-2-17 输出电压频率为100hz，载波频率4320hz的波形

分析a：从图4-2-14和图4-2-15可以看出，载波频率直接影响了波形的光滑度，载波频率越大波纹越小仿正弦效果越好。但也应注意到频率过高有可能对整流桥器件产生影响，所以也不能过于高。另外载波频率越高，在一个周期内pwm脉冲越密。

分析b：从图4-2-14和图4-2-16以及图4-2-15和4-2-17可以看出，当载波频率不变时，输出电压频率改变后可以注意到，波纹相对于输出电压频率为50hz时比较小，但是输出电压频率为50hz时每个周期内的脉冲个数比100hz时的减小了一半，所以仿正弦的效果大大下降了，可见如若提高输出电压的频率后，不改变载波频率，逆变效果会打折扣。

分析c：从图4-2-6和4-2-10可以看出，即输出电压频率为50hz，载波频率1080hz时的波形和输出电压频率为100hz，载波频率3240hz 时的波形进行比较，可以看出：在提高了输出电压频率的同时，成比例的提高载波频率，既可以使波纹更小，而且可以增加每个周期内的脉冲个数，使得仿正弦的效果更好。

通过仿真，比较分析，得出载波频率与输出电压频率改变对输出的影响的结论：

在电压输出频率一定的情况下，载波频率的大小影响了仿正弦波的光滑度，即决定了正弦波形的仿制质量。当载波频率一定时，电压输出频率的大小决定每个周期内的仿正弦的个数。

直流电逆变器 单向逆变器设计篇五

目 录

第一章 课程设计任务………………………………………………2 第二章spwm逆变器的工作原理 ……………………………………2 1.1工作原理………………………………………………3 1.2控制方式………………………………………………4 1.3单片机电源与程序下载模块……………………………7 1.4正弦脉宽调制的调制算法………………………...……8 1.5基于stc系列单片机的spwm波形实现…………….11

参考文献…………….….............…………………………..14 致谢…...…..........………………………….............………..1

5附录：…………………….…………...............…………….17

5.1程序………………………….………………………17 5.2模拟电路图…………………………………………..19

5.3电路图……………………………………………..22

单相桥式pwm逆变电路设计

摘要：

单片机控制逆变电路，以逆变器为主要元件，稳压、稳频输出的电源保护设备。采用面积等效的spwm波，又单片机为主导，输出三角波和正弦波再由这两个波相叠加输出spwm波来控制逆变电路的触发，使其把直流编程频率可变的交流电

abstract:

single-chip microcomputer control inverter circuits to inverter for main components, and stable frequency output voltage of power protection area of equivalent of spwm wave, and single chip microcomputer as the leading factor, wave and the sine wave output triangle again by the two wave are aliased spwm wave output to control the inverter circuits of the trigger, make its dc programming frequency variable of the alternating current

关键字：单片机 逆变电源 正弦波 脉冲触发

key word: cm inverter

power supply pulse triggering sine wave

单相桥式pwm逆变电路设计

第一章 课程设计任务

对单相桥式pwm逆变电路的主电路及控制电路进行设计，参数要求如下：直流电压为12 v，l=1mh，要求频率可调，输出为5v的正弦交流电。

设计要求：1.理论设计：了解掌握单相桥式pwm逆变电路的工作原理，设计单相桥式pwm逆变电路的主电路和控制电路。包括：

igbt电流，电压额定的选择 驱动电路的设计

画出完整的主电路原理图和控制原理图 列出主电路所用元器件的明细表

第二章spwm逆变器的工作原理

由于期望的逆变器输出是一个正弦电压波形，可以把一个正弦半波分作n等分。然后把每一等分的正弦曲线与横轴所包围的面积都用个与此面积相等的等高矩形脉冲来代替，矩形脉冲的中点与正弦波每一等分的中点重合。这样，由n个等幅不等宽的矩形脉冲所组成的波形为正弦的半周等效。同样，正弦波的负半周也可用相同的方法来等效。

这一系列脉冲波形就是所期望的逆变器输出spwm波形。由于各脉冲的幅值相等，所以逆变器可由恒定的直流电源供电，逆变器输出脉冲的幅值就是整流器的输出电压。当逆变器各开关器件都是在理想状态下工作时，驱动相应开关器件的信号也应为与形状相似的一系列脉冲波形，这是很容易推断出来的。

从理论上讲，这一系列脉冲波形的宽度可以严格地用计算方法求得，作为控制逆变器中各开关器件通断的依据。但较为实用的办法是引用通信技术中的“调制”这一概念，以所期望的波形(在这里是正弦波)作为调制波(modulationwave)，而受它调制的信号称为载波(carrier wave)。在spwm中常用等腰三角波作为载波，因为等腰三角波是上下宽度线性对称变化的波形，当它与任何一个光滑的曲线相交时，在交点的时刻控制开关器件的

单相桥式pwm逆变电路设计

通断，即可得到一组等幅而脉冲宽度正比于该曲线函数值的矩形脉冲，这正是spwm所需要的结果。

1.工作原理

图2-4是spwm变频器的主电路，图中vtl~vt6是逆变器的六个功率开关器件(在这里画的是igbt)，各由一个续流二极管反并联，整个逆变器由恒值直流电压u供电。图2-5是它的控制电路，一组三相对称的正弦参考电压信号由定逆变器输出的基波频率，应在所要求的输出频率范围内可调。参考信号的幅值也可在一定范围内变化，决定输出电压的大小。三角载波信号uc是共用的，分别与每相参考电压比较后，给出“正”或“零”的饱和输出，产生spwm脉冲序列波 变器功率开关器件的驱动控制信号。

uda,udb,udc 作为逆

主电路

当uruuun'ud/2时，给v4导通信号，给v1关断信号uun'ud/2给v1(v4)加导通信号时，可能是v1(v4)导通，也可能是vd1(vd4)导通。ud和uwn'的pwm波形只有±ud/2两种电平。当uru>uc时，给v1导通信号，给v4关断信号，uun'ud/2。uuv波形可由uun' uvn'得出，当1和6通时，uuv=ud，当3和4通时，uuv=－ud，当

1单相桥式pwm逆变电路设计

和3或4和6通时，uuv=0。输出线电压pwm波由±ud和0三种电平构成负载相电压pwm波由(±2/3)ud、(±1/3)ud和0共5种电平组成。

防直通的死区时间同一相上下两臂的驱动信号互补，为防止上下臂直通而造成短路，留一小段上下臂都施加关断信号的死区时间。死区时间的长短主要由开关器件的关断时间决定。死区时间会给输出的pwm波带来影响，使其稍稍偏离正弦波。

控制电路

2.控制方式

脉宽调制的控制方式从调制脉冲的极性上看，可分为单极性和双极性之分:参加调制的载波和参考信号的极性不变，称为单极性调制;相反，三角载波信号和正弦波信号具有正负极性，则称为双极性调制。(1)单极性正弦脉宽调制

单极性正弦脉宽调制用幅值为ur的参考信号波ur与幅值为fo,频率为fo的三角波uc比较，产生功率开关信号。其原理波形如图2-6所示。图2-6是用单相正弦波全波整流电压信号与单向三角形载波交截，再通过倒相产生功率开关驱动信号。

参考波频率fr决定了输出频率fo，每半周期的脉冲数p决定于载波频率fc。即: p=错误！未找到引用源。

单相桥式pwm逆变电路设计

(2-1)

用参考电压信号的幅值ur，与三角形载波信号的幅值uc的比值，即调制度m = ur/uc，来控制输出电压变化。当调制度由0~1变化时，脉宽由0~π/p变化，输出电压由0~ e变化。如果每个脉冲宽度为θ，则输出电压的傅里叶级数展开式为:

（2-2)

系数an和bn由每个脉宽为θ，起始角为α的正脉冲来决定和对应的负脉冲起始角π+α来决定。

如果第j个脉冲的起始角为αj则有

(2-3a)

(2-3b)

由式(2-3a)、式(2-3b)可计算输出电压的傅里叶级数的系数

(2-4a)

(2-4b)

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单极性正选脉宽调制spwm原理波形

(2)双极性正弦脉宽调制

双极性正弦脉宽调制原理波形如图2-7所示。输出电压u0(t)波形在0~2π区间关于中心对称、在0~π区间关于轴对称，其傅里叶级数展开式为

式（2-5）中

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输出电压u0（t）可看成是幅值为e，频率为fo的方波与幅值为2e、频率为fc的负脉冲序列(起点和终点分别为1,2,3,...,2p1,2p的叠加。因此

则输出电压为

输出电压基波分量错误！未找到引用源。为

需要注意的是，从主回路上看，对于双极性调制，由于同一桥臂上的两个开关元件始终轮流交替通断，因此容易引起电源短路，造成环流。为防止环流，就必须增设延时触发环节，设置死区。

3.单片机电源与程序下载模块

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程序下载模块

电源模块

max232芯片是美信公司专门为电脑的rs-232标准串口设计的单电源电平转换芯片,使用+5v单电源供电。主要特点有:符合所有的rs-232c技术标准、只需要单一 +5v电源供电 ；片载电荷泵具有升压、电压极性反转能力，能够产生+10v和-10v电压v+、v-；功耗低，典型供电电流5ma ；内部集成2个rs-232c驱动器 ；内部集成两个rs-232c接收器。

用78/79系列三端稳压ic来组成稳压电源所需的外围元件极少，电路内部还有过流、过热及调整管的保护电路，使用起来可靠、方便，而且价格便宜。该系列集成稳压ic型号中的78或79后面的数字代表该三端集成稳压电路的输出电压，如7806表示输出电压为正6v，7909表示输出电压为负9v。

4.正弦脉宽调制的调制算法

三角波变化一个周期，它与正弦波有两个交点，控制逆变器中开关元件导通和关断各一次。要准确的生成spwm波形，就要精确的计算出这两个点的时间。开关元件导通时间

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是脉冲宽度，关断时间是脉冲间隙。正弦波的频率和幅值不同时，这些时间也不同，但对计算机来说，时间由软件实现，时间的控制由定时器完成，是很方便的，关键在于调制算法。调制算法主要有自然采样法、规则采样法、等面积法等。

1.自然采样法

按照spwm控制的基本原理，在正弦波与三角波的交点进行脉冲宽度和间隙的采样，去生成spwm波形，成为自然采样法。如图2-8所示

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图2-8 自然采样法原理图

2.规则采样法

为使采样法的效果既接近自然采样法，没有过多的复杂运算，又提出了规则采样法。其出发点是设法使spwm波形的每个脉冲都与三角波中心线对称。这样，图2-9中的法。计算就大大简化了。

图2-9 规则采样法原理图

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3.双极性正弦波等面积法

正弦波等面积算法的基本原理为:将一个正弦波等分成h，个区段，区段数ht一定是6的整数倍，因为三相正弦波，各项相位互差120，要从一相正弦波方便地得到其他两相，必须把一个周期分成6的整数倍。由图2-10可见，ht越大，输出波形越接近正弦波。在每一个区段，等分成若干个等宽脉冲(n)，使这n个等宽脉冲面积等于这一区段正弦波面积。采用这种方法既可以提高开关频率，改善波形，又可以减少计算新脉冲的数量，节省计算机计算时间。如图2-10所示其正弦波面积为

图为spwm面积等效法原理示意图

假设所需的输出正弦电压为u0=umsinωt，式中：um为正弦波幅值。利用面积等效法正弦波小块面积s1与对应脉冲面积s2相等的原则，将正弦波的正半周分为n等分，则每一等分的宽度为兀／n，计算出半个周期内n个不同的脉宽值。相关公式如下：

正弦波s1面积为：

knmk1nuk1ksintdt[coscos]nnum逆变器输入直流电压为ud，脉冲面积s2与s1相等，即有：

k1kkud[coscos]nn所以第k个区间的脉冲宽度δk

um

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umk1kmk1kk[coscos][coscos]udnnnn式中：m为调制度。n为半个周期内的脉冲个数。综合考虑载波比、输出谐波等因素，在此n取60。由上式计算出的spwm脉宽表是一个由窄到宽、再由宽到窄的60个值的正弦表，将其存入stc单片机的rom中以供调用。

5.基于stc系列单片机的spwm波形实现

由单片机实现spwm控制，根据其软件化方法的不同，有如下几种方法：自然采样法、对称规则法、不对称规则法和面积等效法等。理论分析发现面积等效法相对于其它方法而言，谐波较小，对谐波的抑制能力较强。而且实时控制简单，利于软件实现。因此本文采用面积等效法实现spwm控制。stc系列单片机生成spwm波原理 系列单片机简介

stcl2系列单片机是美国stc公司在8051单片机标准的内核基础上改进推出的一个增强型功能的8051的单片机，从引脚到指令上完全与8051单片机兼容。最突出的特点就是其具有可编程计数器阵列pca。以stcl2c5608ad为例，有四路可编程计数器阵列pca／pwm。pca含有一个特殊的16位定时器，有4个16位的捕获／比较模块与之相连。四个模块的

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公共时间基准由pca定时器决定，可以通过pca模式寄存器cmod sfr的cpsl和cps0位确定。每个模块可编程工作在4种模式下：上升／下降沿捕获、软件定时器、高速输出或pwm脉冲输出。文中spwm生成功能主要靠pwm脉冲输出模式完成。图2即为pca模块脉宽调节pwm输出模式框图。

在pca pwm输出模式中，当clsfr的值小于{epcnl，ccapnl}时，输出为低，当pca cl sfr的值等于或大于{epcnh，ccapnh}时，输出为高。当cl的值由ff变为00溢出时，{epcnh，ccapnh}的内容装载到{epcnl，ccapnl}中。这样就实现了无干扰的更新pwm。要使能pwm模式，模块ccapmn寄存器的pwmn和ecomn位必须置位。本文中，spwm波形是综合使用了模块o的脉宽调节(pwm)模式和模块1的16位软件定时器模式，通过软件中断的形式实现的。

与此同时，stcl2c54lo单片机还具有快速a／d转换功能。有一个lo位精度、8路通道的a／d转换器。可以方便的对输入、输出的电压、电流进行监控和显示。波生成方法

利用stc系列单片机产生spwm波的基本原理是：将载波周期数值赋给pca模块l的16位捕获／比较模块寄存器ccaplh(高8位)和ccapll(低8位)，pca定时器的值ch(高八位)、cl(低八位)与模块捕获寄存器的值相比较，当两者相等时，产生pca中断。在中断中，调用模块0的pwm脉宽调节模式，将下一个spwm波的脉宽通过ccap0h装载到ccapol中，这样就可以实现无干扰的更新pwm。

上图中即为由软件实时计算好的一路单极性spwm波形的脉宽示意图。在每个固定的载波周期内，不同脉宽数值组成一个正弦表格的形式。若选用模块o(p3．7)输出此路spwm，首先将模块0的pca模块工作模式寄存器定义为8位pwm模式，将16位计数器定时器ch、cl清零，pca pwm模式辅助寄存器o清零(保证捕获寄存器epcoh(高八位)、epc0l(低八位)固定为零，pwm波比较的数值只与pca模块0的捕获寄存器ccapoh(高八位)、cc2apol(低八位)有关)，模块l的捕获寄存器ccaplh(高八位)、ccapll(低八位)送入载波周期的高八位和第八位数值，pca比较／捕获模块寄存器1(ccapml)定义为使能比较功能，允许匹配产生中断。将第一个脉宽值sin[0]装入ccap0h，开pca模块中断及低压检测中断，开总中断，启动pca计数。当16位计数器／定时器的数值与模块1中捕获／比较寄存器的数值相等时，产生一个ccf中断；在中断程序中，清中断标志位，重新给模块1的捕获寄存器ccaplh(高八位)、ccapll(低八位)送入载波周期的高八位和第八位数值，将16位计数器定时器ch、cl清零，中断次数i加1，将下一个脉宽数值sin[i]装入ccapoh以备比较。

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同时判断是否到达最大数值n，若是，中断次数i清零，同时将脉宽数sin[i]值送入ccap0h，完成一个循环。这样，周而复始，在p3．7引脚上将不断产生随着正弦规律变化的脉宽，从而得到准确的spwm波。5.3.软件设计

程序编写采用keilc51编程语言进行，整个程序由主程序和键盘中断子程序以及pca中断子程序组成。主程序在系统初始化后进入spwm脉宽计算程序，计算相应的脉冲宽度，形成正弦表格，等待中断标志位以响应不同的中断。由于spwm波是不断输出的，必须将pca中断级别设置为最高。一旦有pca中断标志位，即转入执行其中断子程序。图4为pca中断子程序流程图。在中断服务程序中，注意ccf1位和cf标志位均由硬件置位，但不能自动清零，必须在中断程序中由软件清零。

与此同时，系统可以响应键盘中断子程序，由键盘控制通过液晶显示屏监控输出电压、电流的变化情况等。

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参考文献：

【1】《电力电子技术》王兆安 黄俊 西安 机械工业出版社

【2】《protel2004》神龙工作室 北京人民邮电出版社

【3】 《protel dxp 电路设计制版入门与提高》 雪茗斋电脑教育研究室 人民邮电出版社

【4】 《altium designer6 电路图设计百例》 姜艳波 化学工业出版社

【5】 《电路设计与制板 protel dxp 典型实例》 老虎工作室 倪泽峰 江中华民邮电出版社

【6】田健，郭会军，王华民，等大功率igbt瞬态保护研究

人

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致谢

通过这两个星期的学习，发现了自己的很多不足，自己知识的很多漏洞，看到了自己的实践经验还是比较缺乏，把理论应用到实际物体上的能力还很不足。

本课题在选题及进行过程中得到敖章洪老师的悉心指导。论文行文过程中，敖章洪老师多次帮助我分析思路，开拓视角，在我遇到困难想放弃的时候给予我最大的支持和鼓励。敖章洪严谨求实的治学态度，踏实坚韧的工作精神，将使我终生受益。再多华丽的言语也显苍白。在此，谨向敖章洪老师致以诚挚的谢意和崇高的敬意。

同时感谢实验室的等老师，他们给我们提供了必要的实验器材，提供了很大的方便感谢同实验室的组员，在作论文期间，他们不仅在学习上对我有很大的帮助，还在生活上提供方便。这两个星期，我和他们相处的是非常愉快的。同时还要感谢吴显刚等同学，他们也给了我很大的支持和帮助。

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附录：

1.程序

#include #include sbit p10=p1^0;sbit p11=p1^1;sbit p12=p1^2;sbit p32=p3^2;//外中断0 sbit p35=p3^5;

//pca模块1输出口 sbit p37=p3^7;

//pca模块0输出口

int i,j,k=1,a=0;bit zf=0;

//前后半周期标志

unsigned int xdata zkb[60]={252,244,236,229,221,213,206,198,191,184，177,171,164,158,152,147,141,136,132,127，123,120,117,114,111,109,108,106,106,105，105,106,106,108,109,111,114,117,120,123，127,132,126,141,147,152,158,164,171,177，184,191,198,206,213,221,229,236,244,252

};

//占空比数组

void int0_routine(void)interrupt 0

//键盘扫描中断，更改频率 {

for(i=0;i<50;i++)

//延时扫描键盘

for(j=i;j<50;j++);

if(p32==0)

{

tr0=0;

//关闭t0,停止计时

k++;

//频率标记

if(k==4)k=1;

switch(k)

{

case 1:{tl0=178;th0=178;p12=1;p10=0;}break;// 10hz

case 2:{tl0=240;th0=240;p10=1;p11=0;}break;// 50hz

case 3:{tl0=248;th0=248;p11=1;p12=0;}break;// 100hz

}

tr0=1;

}

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}

void pca_lvd_routine(void)interrupt 6

// {

cf=0;

//清pca中断标志

a++;

//记录中断次数

if(a==60)//半周期转换，每半周期分为60份

{

cr=0;

//关pca计数

a=0;

zf=~zf;//半周期标志，zf=0，前半周期，zf=1，后半周期

if(zf)

//设置后半周期

{

p35=0;p37=0;

//四管都截止，p37始终为0

//cex0=0;// 等效p37=0;

ccapm0=0x00;

//关闭模块0

ccapm1=0x42;

//设置模块1工作方式

}

else

//设置前半周期

{

p37=0;p35=0;

//四管都截止，p35始终为0

//cex1=0;//等效p35=0;

ccapm1=0x00;

//关闭模块1

ccapm0=0x42;

//设置模块0工作方式

}

cr=1;

//开pca计数

}

if(zf==0)

//将下一小格的占空比赋给相应值

{ ccap0h=zkb[a+1];} else

{

ccap1h=zkb[a+1];}

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if(a==59)

//将下半周期第一小格的占空比赋给相应值

{ ccap0h=zkb[0];

ccap1h=zkb[0];}

}

void main(void){

ie=0x01;

//允许int0中断

tcon=0x01;

//int0设为低电平触发

auxr=0xc0;

//1t方式

tmod=0x02;

//设置t0工作方式及初始值

th0=0x178;

//默认为10hz

tl0=0x178;

cmod=0x05;

//pca工作方式

cl=0x00;

ch=0x00;

ccapm0=0x42;

//设置模块0工作方式

ccap0l=zkb[0];

//初始占空比

ccap0h=zkb[1];

ccap1l=zkb[0];

ccap1h=zkb[1];

pca_pwm0 = 0x00;

//最后两位分别与ccap0l和ccap0h组成9位二进制数

pca_pwm1 = 0x00;

//最后两位分别与ccap1l和ccap1h组成9位二进制数

cex1=0;

//等效p35=0，模块1输出口

epca_lvd=1;

//pca中断和lvd（低压检测）中断共享的总中断控制位

ea=1;

//开总中断

cr=1;

//启动pca计数

tr0=1;

//启动计时器

p10=0;

//指示现在为10hz

while(1)

{ };}

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附件

二、模拟仿真

1、模拟仿真电路

图4—1

2、模拟控制电路

3、模拟仿真所得波形

交流电信号

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信号波

载波信号

单相桥式pwm逆变电路设计

igbt1和igbt4脉冲信号

igbt2和igbt4脉冲信号

单相桥式pwm逆变电路设计

在输出端所得到的波形

f=30hz时输出的波形

f=50hz时输出的信号

1234d+12v g1q1d1irfb17n60k1n4001g2q3d3irfb17n60k1n4001+12vp112r114.7ufg1230g2q2irfb17n60kd21n4001header 2+12vgndc1l11mhq4irfb17n60kd41n4001p221c220ufheader 2p4gnd12header 2s1sw-pbr24.7kc31dc80.33ufp3单相桥式pwm逆变电路设计

c9vcc1uf1237805crxdtxdcc74.7ufu11rxd2txd345678910rstrxdtxdxtal2xtal1int0int1t0pca1gndvccp1.7p1.6p1.5p1.4p1.3p1.2p1.1p1.0pca0vccvccvccu2c11c50.1uf2019***31211c610ufvccc120.1uf0.1ufc130.1ufds4vcc0.1ufc1412345678c1+vccv+gndc1-t1outc2+r1inc2-r1outv-t1int2outt2inr2inr2out30pf30pfc42y112mds3sw-pbr6r5r4r31k1k1k1kds2ds11615141312rxd11txd109max232c1010ufj1bg1s2162738495led4r71kled3stc12c5410adr81kg2led2led1111024 23

bd connector 9附件

三、电路图

2.电路原理图

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